第22卷第6期 电力系统及其自动化学报 V01.22 NO.6 2010年12月 Proceedings of the CSU—EPSA Dec. 2O10 新型注入式混合有源滤波器的检测与控制策略 常亮亮,涂春鸣,罗 安,赵伟,杨晓峰 (湖南大学电气与信息工程学院,长沙410082) 摘要:为提高系统电能质量,减少谐波污染,对一种新型双谐振注入式混合型有源电力滤波器进行了研究,分 析了具有预补偿能力的分频检测算法和空间矢量双滞环电流控制方法在新型有源滤波器的应用。通过分频 检测算法可以从实际工况选择待补偿的谐波次数,减少有源滤波器与电网其他补偿设备的耦合,提高系统稳 定性,并减少了补偿容量。利用空间矢量双滞环电流控制提高了直流电压利用率,降低了开关频率。仿真和 实验分析结果表明了该方法的可行性。 关键词:有源电力滤波器;分频检测;双滞环;电压空间矢量 中图分类号:TM76 文献标志码:A 文章编号:1003—8930(2010)06—0017一O6 Detection and Control Strategy of New Inj ection Hybrid Active Power Filter CHANG Liang—liang,TU Chun—ming,LUO An,ZHAO Wei,YANG Xiao—feng (College of Electrical and Information Engineering,Hunan University, Changsha 410082,China) Abstract:In order tO enhance the system power quality and reduce the harmonic pollution,a new dual—reso— nance injection hybrid active power filter(DIHAPF)has been studied.The paper analyses the application of separate frequency detection algorithm with pre—-compensation ability and dual——hysteresis current control method with voltage space vector in new style active power filter.The detection algorithm can selectively de— tect the pre—compensation harmonic number and lessen the coupling between DIHAPF and other compensation equipments,which is also able tO improve the system stability and reduce the compensation capacity of DI— HAPF.The current control maximums utilization of the dc bus voltage and reduces in the number of switches. Finally,simulation and experimental results show the feasibility of the proposed method. Key w0rds:active power filter(APF);separate frequency detection;dual—hysteresis;voltage space vector 电能质量是一个国家工业生产发达、科技水 压,使其适用于中高压电网,并可通过无源支路进 平提高、社会文明程度进步的表现。近年来,许多新 行大容量的无功补偿。 型的以电力电子技术为基础的电气设备出现在供 在无功缺口不是很大的中高压电网中,如果采 电系统中,这些非线性负载具有非线性和冲击性等 用如文献E4]提出的结构会出现两种情况:(1)注 特性,对供电质量造成了污染,影响到电网和电气 入电容满足无功补偿需要的情况下,谐波电流的注 设备的安全经济运行。有源电力滤波器l_】 能够在 入效果会很差;(2)注入电容满足谐波注入能力的 动态治理谐波的同时进行大容量无功补偿,改善功 情况下,无功会出现过补。常规的谐波电流检测方 率因数,成为目前的研究热点之一。文献[4]提出 法,系统在补偿谐振点附近的谐波时将出现不稳定 一种实用性较高的注入式并联混合有源滤波器,通 的情况,还可能导致PF过流。有源滤波器的控制方 过添加基波谐振支路的方式降低了有源部分的分 法会直接影响系统的响应速度和谐波治理效果。近 收稿日期:2009—10—12;修回日期:2009—12—10 基金项目:国家自然科学基金资助项目(60474041);国家863计划项目(2004AA001032) ・ 18 ・ 电力系统及其自动化学报 第22卷 年来许多新型控制方法被提出,如单周控制、滞环 电流控制、变结构控制、重复控制等 。]。滞环控制 算法具有控制率简单,系统响应快的优点,可以获 得较好的控制性能,但开关频率可能波动很大,缺 乏系统稳态无差情况下的等效控制,属于有差调 节;而空间矢量控制(SVPWM)利用逆变器开关状 态及其引起的误差变化来判断有源滤波器参考电 压的区域,具有原理简单、判断快速准确,减少开关 频率和开关损耗等优点。 本文提出了一种双谐振注入式混合有源滤波 器来解决谐波治理和无功补偿不可兼得的问题,如 图1所示,利用基波双谐振结构可以保证注入电容 的足够大的取值也不会出现无功过补,采用单调谐 可以实现所需无功的补偿。带预测补偿的分频检测 方法是从负载电流中直接检测出特定次数的谐波, 并通过增加预测补偿角来解决系统的延时,达到精 确的实时检测和补偿的目的,并减小了系统的容 量。将电压空间矢量控制算法引入到双滞环电流控 制算法中,作为一种等效控制来改变滞环控制的控 制律。空间矢量双滞环电流控制克服传统滞环控制 技术缺少相间配合的缺点,提高直流电压利用率, 避免了不必要的开关,大大减少了补偿误差l_8.9]。 1 新型双谐振注入式混合有源滤波器拓扑 结构及其分频检测的必要性 双谐振注入式混合有源滤波器 DIHAPF(dual—resonance injection hybrid active power filter)是利用了基波谐振抑制了注入电容 的无功补偿,通过适当的调节谐振点既可以保证注 入电容的取值又可以补偿一定量的无功。系统的结 构如图1所示。图中,U 为电网电压,Zs为电网阻 抗,L 、C 和L。、C 构成基波双谐振,c为直流侧电 容,L。和C。构成输出滤波器,用于滤除逆变器输出 脉冲中的高频毛刺。DIHAPF系统的有源部分采 用IPM模块构成电压型逆变器,其无源部分采用5 次和7次单调谐支路。 从结构上可以看出,有源部分通过耦合变压 器与由L。、C 构成的串联谐振支路并联再与L 、 C 构成的并联谐振注入支路串连接人电网。在基 波域L 和C 并联基波谐振对于有源部分相当于 开路,在谐波域有源部分只承受L 和C 上分到的 很小的谐波电压,从而有效降低有源部分IPM模 块的容量,在很大程度上克服有源电力滤波器的容 量,更易实现有源电力滤波器的大功率应用, 并降低了系统成本 ]。 图1 双谐振注入式混合型有源滤波器的拓扑结构 Fig. 1 Topology of injection type hybrid APF 对于DIHAPF输出电路为输出滤波器、注入 支路、无源滤波器和电网阻抗组成的多阶电路,存 在着多个谐振点,这些谐振点对注入谐波是有着很 大的影响,如图2所示。 Zs 图2 注入支路单相等效电路图 iFg.2 Single-phase equivalent circuit diagram of injection branch of DIHAPF 疋』义汪入能力(』)为征人电 电流』S与 DIHAPF注入电流 的比值I===笋,J越大,说明 jr 注入能力越强。从图2中可以得出: J一 Z Z;. 1+Z5Z 7 Z s一 × z zz sz ,z , (1) ZlZ Z1 Z s+Z Z1+Z5Z 干s+Z1 Z s 一 对卜式讲行分析得虱I如图3所示的结果 谐波次数n 图3 PF存在时DIHAPF的注入能力 iFg.3 Iaiection ability of DIHAPF with PF 第6期 常亮亮等:新型注入式混合有源滤波器的检测与控制策略 ・19・ 从图3中可以看出,由于5、7次无源滤波器的 存在,吸收了APF发出的5、7次谐波,致使有源部 分发出的相应次谐波注入系数很低,不能对电网进 行补偿。而以往的控制策略基本都是对电网所有次 谐波的检测和补偿,使得有源部分容量增大,增加 了损耗。另一方面还可能导致PF过流而造成事故。 对DIHAPF而言,对某些次数的谐波进行控 制是没有必要的,也容易造成补偿容量的浪费,甚 至降低无源支路的滤波效果。因此,为获得理想的 滤波效果,必须综合考虑对各次谐波进行分频检测 和控制。此外,注入支路和无源滤波器的设计也要 结合分频检测算法进行设计。 2 基于Ip-I 的谐波分频检测方法 谐波分频检测是以传统的 一 。的谐波检测方 法为基础,通过矩阵频率参数的变换达到分频检测 的目的l1 。 一 。算法是将三相电流i ,i ,i 经过 C。。变换到两相静止坐标系下的i ,i ,通过低通滤 波器滤除直流分量,再经过反变换得到谐波电流。 [ (2) 其中 c一『L—COS _ 一c一sin(0 ] J r1—1/2 —1/2 1 C32一 ̄/—2/—3 lLoO√ /3/2一2 一 /√3/2 jJ 结合以上的思路就可以得到检测任意次谐波 的方法,如图4所示经过C 变换,就可得到旋转坐 标系下的 次谐波分量i 和i 。 lL j]I L一『—l COS呦£一sin r/∞ cot l lL 日j ] ( Il 3)l 其中:7"/为待补偿的谐波的次数;co为电网基波角频 率。如图4所示i ,i 经过低通滤波器后得到直流 分量i却和i ,对其直接进行旋转反变换即可得到 n次谐波分量。 图4 三相预补偿分频检测单元 Fig.4 Three-phase separate frequency detection unit with precompensation 如图5所示的控制框图中,为精确的实时检测 和补偿谐波信号,必须考虑系统延时而进行预补偿 来减小误差。假设待补偿的某次谐波电流的表达 式为 i ( )一sin(nwt)一sin(2nnft) (4) 在理想的情况下,有源滤波器应提供的补偿电流相 位为0,而实际情况下,控制器和逆变器引起的延 时为 ,则整个系统的延时为T。 图5 系统单相电流闭环控制框图 Fig.5 Single phase closed——loop control of the system current 系统延时将使得有源电力滤波器提供的补偿 电流滞后于谐波电流丁,对于 次谐波,它在延时丁 内的旋转电角度为 一呦T一2 7c T (5) 其中,厂为电网基波频率,总延时T可以通过实验 的方法进行测定。 如果直接对分量i 和i 进行旋转反变换来 补偿,则相当于是用滞后该次谐波电角度9 的瞬 时值来对当前谐波进行补偿,这将严重影响到装置 的补偿精度。此时有源电力滤波器实际提供的补偿 电流应为 i ( )一一sin(2nnft一 ) (6) 为了解决系统延时问题,通过对旋转反变换矩 阵进行修改,添入式7所示系统延时引起的电角 度 。 】 r sin(r ̄ot+9 ) 一cos(nwt+ )] ” L—cos(nwt 4-9-)一sin(no ̄t+ )_J (7) i坤和i 分量经过修改矩阵c: 的反变换之 后,再经过Cz。变换,即得到无相角延时的当前谐 波的值。其中,C。。一C;!。 对于单相系统,需要对单相谐波进行检测,而 上述的算法是建立在三相电路的基础上。改进的直 接应用于单相系统的电流分频检测算法如图6所 ・ 2O ・ 电力系统及其自动化学报 第22卷 示,电流j经过矩阵C变换后可以得到两相坐标系 下的瞬时有功电流和瞬时无功电流,通过低通滤波 克服以上的缺点_1引。 1 结合文献[12]的空间矢量双滞环电流控制方 器后获得他们的直流分量i 和i ,再经过反变换得 法,如图5所示:i 为DIHAPF输出补偿电流, 到谐波电流。 图6 单相系统的电流分频检测算法 Fig.6 Algorithm of separate frequency detection C ×i 一 (8)一 其中,C 一 lLsin(, n 黝。 )J l。 采用相同的思想,单相系统的预补偿类似于 三相系统,改进的单相预补偿分频检测谐波流程如 图7所示。只要通过实验测出系统延时Jr,将系统 延时引起的电角度 加入到相应的矩阵中即可。求得”次补偿后的谐波电流i 为 羰一鲫~一一 ~一 。 一 (9) 其中,c 一 [cos(r ̄ot+ ) sin(ruot+ )]。 图7 单相预补偿分频检测单元 Fig.7 Single-phase separate frequency detection unit with precompensation 3 空间矢量双滞环电流控制 滞环控制虽然控制简单,但是系统的开关频 率、响应速度和电流跟踪精度均受滞环带的影响。 对于高电压等级的谐波抑制需要的环宽越窄越好, 当滞环带窄时,响应速度快、精度高、但开关频率也 较高,导致开关损耗增加,对开关器件的要求升高。 而且开关频率随输入信号变化,给逆变器输出滤波 器的参数设计带来困难。空间矢量双滞环电流控制 策略结合了滞环控制和电压矢量控制的优点可以 为对应参考指令电流信号。H。为主滞环控制器的 输出信号,H。为区域识别器的输出信号,参考电压 的区域的识别可以根据外滞环比较器确定,而 内滞环比较器用来跟踪参考电流并减小电流误差。 根据这两组信号,就可以得到逆变器的输出电压矢 量。开关表如表1所示。 。 。 一。 。 。 一 。 。 。。 。一。 。~。。 一 4 仿真研究及其实际应用 基于本文的理论分析,结合广西百色变下属某 冶炼厂无功补偿不足、谐波污染严重以及供电电压 畸变较为严重的实际工况,为其研制了注入式混合 有源电力滤波装置。该装置采用5和7次无源电力 滤波器进行固定频率的谐波补偿,同时补偿一定容 量的无功功率;有源部分通过注入支路由耦合变压 器注入电网。控制器部分以DSP28335为核心芯 片,采用本文提出的分频检测与空间矢量双滞环电 流控制的方法进行了仿真研究。 仿真参数根据实际测量数据等效:三相电源电 压为35 kV,频率为50 Hz;5、7、11和13次谐波电 流分别为56.8 A、108.9 A、80.3 A和44.5 A; DIHAPF主电路参数如表2所示。 图8中,取补偿后电网侧电流A相电流,逆变 器的输出电流和误差电流进行了前后对比。可以看 。 。 。第6期 常亮亮等:新型注入式混合有源滤波器的检测与控制策略 ・21・ 出,采用预补偿分频检测空间矢量双滞环直接电流 9(a)中在投入设备以前,电网的谐波很严重,功率 表2 DIHAPF主电路参数 Tab.2 Parameters of DIHAPF t/ms (a) 不分频检测时双滞环电压矢量控制波形 t/ms (b) 分频检测时双滞环电压矢量控制波形 l20 60 0 Il /、Jl、 4,\不分频检测逆变器输出电流频谱 l 《 if'kHz (c) 逆变器输出电流频谱 图8 电流仿真波形 Fig.8 Comparison of simulation current waveforms 控制时的效果明显好于不分频检测时的效果。而不 分频检测时的控制跟踪误差相对较大,接近分频检 测的3倍,滤波效果相对差一些。同时也可以看出, 采用分频检测逆变器输出的谐波电流有效值要小 的多,极大的减小了有源滤波器的容量。 图9可看出,电网侧电流波形由畸变波形治理 为接近正弦波,电流中的谐波和无功分量大大减 少,功率因数大幅度提高,谐波含量显著降低。图 因数低。9(b)设备完全投运后,谐波基本上滤除, 电流谐波畸变率从29.67 减小到2.75 ;无功得 到补偿,功率因数由原来的0.82达到0.96,满足了 工程应用要求。 (a)DIHAPF投运前波形 (b) DIHAPF投运后波形 图9 DIHAPF投运前后对比波形图 Fig.9 Waveforms before and after DIHAPF operation 5 结语 本文对新型双谐振注入式混合型有源电力滤 波器的结构特征进行了分析,并在此基础上建立起 对其进行电网负载侧谐波电流分频检测的模型。 采用预补偿分频检测的方法进行谐波检测,提 高了系统的控制精度,减低了系统的容量,并有利 于系统稳定。空间矢量双滞环电流控制方法,内环 选择的开关状态减少高次谐波分量,外环选择的开 关状态电流响应速度快,有效误差电流,改善 滤波器性能,提高直流侧电压利用率。 通过仿真和实验研究证明了该检测与控制方 法的可行性和优越性,从而为广西电网的采用提供 了可靠的保障。 参考文献: [1]王兆安,杨君,刘进军.谐波抑制与无功补偿EM].北 京:机械工业出版社,2005. E23李晖,吴隆辉,卓放,等(Li Hui,Wu Longhui,Zhuo ・ 22 ・ 电力系统及其自动化学报 第22卷 Fang,el a1).一种并联混合型电力滤波器控制策略 (Novel control strategy for parallel hybrid power fil ter)[J].电力系统及其自动化学报(Proceedings of the CSU—EPSA),2009,21(1):83—88. [3] 罗安,帅智康,王少杰,等(Luo An,Shai Zhikang, Wang shaojie,el a1).大功率混合型有源电力滤波 器(一)——理论(High capacity hybrid active power filter(1)一Theory)EJ].电力系统及其自动化学报 (Proceedings of the CSU—EPSA),2008,20(3):1—7. E4] 罗安,付青,王丽娜,等(Luo An,Fu Qing,Wang Lina,el a1).变电站谐波抑制与无功补偿的大功率 混合型电力滤波器(High—capacity hybrid power filter for harmonic suppression and reactive power compensation in the power substation)FJ].中国电 机工程学报(Proceedings of the CSEE),2004,24 (9):115—123. E5] 钱挺,吕征宇,胡进,等(Qian Ting,Ln Zhengyu,Hu Jin,et a1).基于单周控制的有源滤波器双环控制策 略(Dual loop scheme for unified constant_frequency integration control of active power filter)[J].中国电 机工程学报(Proceedings of the CSEE),2003,23(3): 34—37. [6] Saetieo Suttichai,Devaraj Rajesh,Torry David A. 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