谐振复位双管正激变流器软开关研究和优化

电 工 技 术 学 报

TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY

Vol.22 No.11

Nov. 2007

谐振复位双管正激变流器软开关研究和优化

陈 威 吕征宇 钱照明

（浙江大学电气工程学院 杭州 310027）

摘要 在对谐振复位双管正激变流器软开关原理进行深入分析的基础上，提出一种优化的饱和电感磁复位方法。在原有电路上附加一种电流型复位电路，借助其对饱和电感提供复位电流，可减小饱和电感体积。该复位电路构造简单，只需一个三极管，一个二极管及一个相应的电阻即可实现，无需电感电容等储能元件。通过对该变流器优化后的软开关部分电路工作状态的分析描述，以及一台250～400V输入，V/5A输出样机的实验验证，电路改进后的变流器整机总体积与原先相比有可观缩小，从而提高了功率密度，为其在系统集成中电源模块小型化的应用创造了条件。

关键词：系统集成 正激变流器 软开关 饱和电感 磁复位 中图分类号：TM46；TM13

Research and Optimization on Soft Switching of Resonant Reset Dual

Switch Forward DC-DC Converter

Chen Wei Lü Zhengyu Qian Zhaoming

（Zhejiang University Hangzhou 310027 China）

Abstract Through discussion of the soft switching principle of resonant reset soft switching dual switch forward dc-dc topology, an optimized current source reset circuit for resetting the saturable reactor is presented. With the current provided by this reset circuit, the saturable reactor core can achieve low profile. In addition, the circuit configuration of the proposed reset circuit is also very simple, which only consists of one transistor, one diode and one resistor correspondingly. Then operation principles and characteristics of the reset circuit are analyzed in detail and the advantage in dimensions is verified by a 250～400V input, V/5A output prototype. The experimental results show converter with the proposed reset circuit has considerable smaller volume by minimum extra power loss and is cost-effective, if the parameters were properly chosen. Therefore the power density is improved, which means that the proposed scheme is more attractive in power electronics system integration applications compared with the original one.

Keywords：Power electronics system integration, forward converter, soft switching, saturable reactor,

magnetic reset

使用上由于占空比被在50%而不适用于宽范围输入的场合[4-5]。文献[6]提出如图1所示的谐振复位双管正激变流器，因为其占空比可以大于50%，可以被用于高电压、宽范围的场合，能够满足系统集成中对拓扑标准化的要求，是系统集成的候选拓扑之一。同时，文献[6]中对此种拓扑还提出了相应的软开关解决方案。但由于磁性元件本身的工作原理所限，对于主上管的软开关实现方式并非达到了最佳，从而造成了实际变流器中饱和电感LS体积上

1 引言

正激变流器是最常使用的隔离型DC-DC拓扑但是传统的单管正激变流器因为开关电压之一[1-3]。

应力过高（约为输入电压的两倍）而了其使用范围。双管正激变流器解决了应力大的问题，但在

国家自然科学基金资助项目（50237030ZD）。 收稿日期 2006-11-27 改稿日期 2007-01-12

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的缺陷，不能同时满足系统集成对标准拓扑电源小型化的要求，了其应用范围。本文在文献[6]的基础上对其软开关方式进行了改进提高，对实际应用具有现实意义。

复位范围为图3所示的∆B1区域。根据饱和电感上的伏秒平衡

V×tb＝N×∆B×S （1）

图1 谐振复位双管正激变流器

Fig.1 ZVS resonant reset dual switch forward converter

2 工作原理

在文献[6]中，主开关管S1和S2的软开关分别通过二次侧饱和电感LS和并联谐振电容Cr实现。本文只对S1的软开关机理进行讨论。如图2所示，在t5～t6时段，S3关断，励磁电流对Coss3充电，并对Coss1放电。在这一阶段中，变压器TR上的电压VT随着Vds3的上升而上升。尽管VT变为正值，但故而二次侧整流是由于二次侧饱和电感LS未饱和，

二极管VDR1依然反向偏置，二次侧通过二极管VDR2续流。在t6～t7时段，Vds1的电压降为零，在VT=Vin，这一阶段，输入电压Vin直接加在变压器上，由于LS的阻断作用，二次侧二极管VDR1仍然没有开通。在t7～t8时段，开关管S1和S2零电压开通，励磁电流流过S1和S2，其值不断减小。变压器电压但LS的阻断作用仍未消失。一直到t8时刻，VT=Vin，

LS进入了饱和区域，二次侧整流二极管VDR1正向偏置，续流二极管VDR2被阻断，负载电流流过VDR1，变流器进入下一个工作周期。如果二次侧去除饱和电感，那么当辅管S3关断后，励磁电流对S1上的结电容Coss1进行放电，变压器的电压VT开始逐渐上升。当VT大于或等于零时，二次侧整流二极管VDR1导通，由于励磁电流不能完全提供负载电流，所以输入将提供那部分不足的电流。这样Coss1又被开始充电，Vds1降不到零，软开关不能实现。如果在二次侧串联一个饱和电感，即可以使二次侧导通的时刻延迟，利于Vds1充分降为零，从而实现S1的软开关。

通过以上分析可以得出，文献[6]中的饱和电感LS磁复位其实是不完全的。从B-H曲线上来看，磁

图3 饱和电感磁化曲线 Fig.3 B-H curve for saturable reactor 图2 谐振复位双管正激变流器工作波形 Fig.2 Operation waveforms of ZVS resonant reset dual

switch forword converter

由于∆B很小，只有通过加大N或S的值才能获得所需要的伏秒值。其带来的后果是或者匝数增多，或者饱和电感的尺寸变大，两者均会造成变流器的体积增大。假如在每个开关周期内，饱和电感的∆B能够增大至∆B2，那么由此带来的好处即是饱和电感的匝数和体积的相应减小，为变流器的小型化创造了条件。同时，由于通常情况下饱和电感成本较高，因此控制饱和电感的体积，也就控制了其成本，进而给变流器带来了成本优势。参考文献[8-10]，本文提出了一种带有饱和电感磁复位电路的谐振复位双管软开关正激变流器，如图4所示。以在一个开关周三极管Q1为核心构成了一个电流源，

期T内，当变压器二次电压正向时，由于二极管VD1的反向阻断作用，三极管集电极电流IC为零，电流源不对饱和电感起复位作用；当变压器二次电压反向时，饱和电感上电压反向，从而二极管VD1导通，电流源可以向饱和电感进行磁复位，其复位程度可

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S2：STP11NM60；辅助开关S3：IRF830；整流二极管VDR1：HER1604PT；续流二极管VDR2：B20200；变压器TR：n=50∶20，Lm=0.478MH；滤波电感L=130µH；谐振电容Cr =4nF；饱和电感LS：Toshiba MS系列磁心；复位三极管Q1：MJE350。

关于样机主电路参数的设计可参见文献[6]。由于本文饱和电感只是在主开关管进行开关动作后的很少一段时间内才起作用，只占开关周期的1%～

图4 饱和电感Ls磁复位电路示意图 Fig.4 Reset circuit for saturable reactor LS

5%，并不影响电路大信号模型；同时鉴于本文侧重于磁方面的设计和优化，因而其余主电路元件参数设计在此不做讨论。下面重点分析与复位电路相关的几个参数：

（1）临界阻断时间tb

临界阻断时间tb的设计是主开关管S1能否实现软开关的关键。由图2可知，为保证S1软开关能顺利实施，须有

ts≤td≤tb （5）

式中 ts—— 开关管S1进行软开关所需时间，即

t5～t6时段

td—— 开关管S1和S2之间的死区时间，即

t5～t7时段

tb反映在图2上即为t5～t8时段。为了实现S1

的软开关，在ts内，必须靠励磁电流im将Coss1上的电压放电至零，同时将Coss3充至输入电压Vin，因为这段时间很短，励磁电流可近似为最大值Im，则有

ts=

Vin

(Coss1+Coss3) （6） Im

以通过调节R1的电阻值控制。

3 特性分析和设计

根据以上分析，图4所示的电路的核心在于对饱和电感LS的磁复位程度的设计。由式（1）可得

∆B×N=

VS×tbVin×tb

=Aen×Ae

（2）

式中 n—— 变压器一二次电压匝数之比

Ae—— 饱和电感磁心有效截面积 N—— 饱和电感线圈匝数

tb—— 使一次侧S1达到软开关所需的最小临

界阻断时间

由文献[6]和图2可以得出，饱和电感需要确保二次侧在t5～t8的阻断时间。因此，通过计算t5～t8的大致时间，以及查阅相应选定的磁心手册，就能求得所需的N和∆B值，进而确定饱和电感经过磁复位∆B后的磁通密度Hr。由安培环路定理 H×l

Ir=re （3）

N

求出复位电流Ir，最后可以确定电阻R1的值为

V

R1=o （4）

Ir由此，完成了磁复位电路的设计。从以上分析可以看出，实际上本电路实现的是一种不控型的磁开关，通过设定磁开关的饱和程度，实现二次侧阻断时间tb，从而达到一次侧软开关的优化设计。

同时又由激磁电感一个周期内磁动势平衡，以及正激变流器电压变换比，可得励磁电流最大值Im为

nVo

Im= （7）

2f Lm式中 Lm—— 励磁电感

f —— 变流器开关频率

将式（7）代入式（6），得到ts的最终表达式为

2fLmVints=(Coss1+Coss3) （8）

nVo由此，即可根据式（5）决定tb的大小。一般而言，为了使电路工作留有一定裕量，需把td设为1.2倍左右的ts，同时将tb设为1.2倍左右的td，即有tb约为1.4～1.5倍的ts。

（2）复位电路损耗Preset

根据图2所示，在一个开关周期T内，复位电路上的损耗可以由下式来计算

4 实验结果和分析

利用一台采用饱和电感磁复位方式的谐振复位双管正激变流器的实验样机，对电路工作原理和特性进行了验证。该样机的主要规格和参数如下：输入电压Vin：250～400Vdc；输出电压Vo=V；输出电流Io：0～5A；工作频率f =130kHz；主开关S1，

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πLmCr陈 威等 谐振复位双管正激变流器软开关研究和优化 77

Preset=

Vo2R1

Ir+

∫ 0VresetsinTtLmCrdt

Vo2=+2IrfVresetLmCrR1

（9）

表1是对实验数据所做的总结。该表列出了由式（2）、式（3）求得的在Vin=400V、Io=5A的条件下达到临界阻断时间tb条件时的相关电路特征值。当匝数小于3时，由于电路消耗功率急剧上升，使电路失去了应用价值，故不予讨论。虽然文献[6]中并没有直接给出电路中饱和电感的相关参数，但由于本文所用实验样机无论在功率等级还是在主要电路参数及元件选用方面都和文献[6]中实验样机较为类似，因此本文样机在没有加入饱和电感复位电路时所得出的实验结果，即可认为和文献[6]所采用电路方案相同。图5是饱和电感在不同匝数条件下得到的实验结果。实验采用的两种磁心体积如图6所示。由表1可以看出，当电路中加入了饱和电感复位电路后，在达到相同临界阻断时间的前提下，饱和电感体积比不加复位电路时缩小了1/2左右。对一些使用较粗导线作为饱和电感绕组的大功率应用场合而言，体积的缩小将更为明显，而且窗口面积的缩小有利于饱和电感的更有效利用。但是在加入复位电路后，虽然可以采用进一步减少饱和电感匝数的方法继续缩小饱和电感体积，但是所需的复位电流将会呈非线性上升趋势，造成复位电路损耗突增，所得的结果并非最佳。因此在设计时需考虑参数的折中。

图5 不同复位电路参数下的波形对比

表1 饱和电感有无磁复位电路时的电路参数值对比 Tab.1 Comparison between with/without reset circuit

匝数N /匝

最小磁复位

电流 Ir/mA

R1 阻值 /kΩ

复位电路额外损耗Preset/W

附加 成本 /美元

饱和电感体积缩小(%)

Fig.5 Waveforms under various reset circuit parameters

有复位电路/饱和电感磁心：Toshiba MS TSB-12

9 0 0 1.4846 48.46 8 1.247 43.3 0.269 1.4752 49.37 7 2.4 22.3 0.519 1.4658 50.28 6 3.97 13.6 0.857 1.45 51.19 5 7.5 7.2 1.618 1.447 52.10 4 12.27 4.4 2.8 1.4376 53.01 3 33.75 1.6 7.283 1.4282 53.92

无复位电路/饱和电感磁心：Toshiba MS TSB-21

4 0 0 2. 0

图6 两种饱和电感体积对比

Fig.6 Volume comparison between two kinds of

saturable reactors

再者，采用了饱和电感磁复位电路后，带来的另一个好处是成本可以降低。虽然复位电路引入了三极管等元器件，但是由于通常情况下电路中饱和电感成本还是占据主要地位，因此带有复位电路的

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饱和电感电路总成本仍然要比不带时具有优势。根据表1的数据，两者约为1/2的关系。值得注意的是，虽然在大批量生产时元器件价格和单件价格较为不同，但是由于每个元器件成本在电路总成本中所占比例基本不变，所以上述分析在工业大批量生产时也同样适用。当附加电路损耗、体积和成本达到相平衡时，匝数大约为5匝。利用这种方法，可以在体积和效率不能兼得的情况下，进行对比折衷选择元件。因此，对比文献[6]，本文所提出的优化和改进之后的电路优点更为突出，更为适合系统集成中对体积有较高要求的应用场合以及作为系统集成中中小功率的优选拓扑之一。

为了能够给实际应用中的电路分析提供更好的依据，有必要对实验波形进行理论分析。在变压器二次电压正向后一段时间的瞬态过程如图7和图8所示，其中图7是图2中t5～t8时段的局部放大。瞬态过程各时段原理分别描述如下：

影面积即是提供给饱和电感磁化的伏秒值。以匝数N=6为例，从图8上可以读出饱和电感所需的伏秒值为

V1×(T1−T0)120V×60ns

==3.6µWb （10） 22

ψ=

（2）阶段2 [T1～T2]：在时刻T1，饱和电感LS

进入饱和区，续流二极管VDR2截止。二次侧电流is急剧上升以提供负载电流。同时Vtd开始上升，一次侧电流也逐渐加大，造成了一次侧漏感Lp上电压Vp的升高。由于Vin=Vp+VT，使变压器二次电压Vts下降。在二次侧，由于回路中引线电感Lss的作用，使得Vtd＝Vts−Vss，因此Vtd≠Vts。

（3）阶段3 [T2～T3]：在T2时刻，二次电流瞬态值is已经到达稳态时的电流值Io，但是由于续流二极管VDR2的寄生电容CVDR2存在，Lss和CVDR2产生谐振，is是一个以Io为稳态值的阻尼振荡，其上升的斜率逐渐变缓。随之带来Vp、Vss的值逐渐减小，但是方向不变。在T3时刻，is到达最大值Ism，Vtd=Vts=Vo。

（4）阶段4 [T3～T4]：在T3时刻，is谐振到最大值，此后开始谐振下降，造成Vp和Vss的反向，Vp下正上负。Vts、Vtd＞Vo，Vtd＞Vts。在T4时刻，

图7 变压器二次侧开通瞬时等效电路图 Fig.7 Equivalent circuit when VT is positive

is谐振到斜率最大处，Vtd和Vts分别到达最大值。

（5）阶段5 [T4～T5]：T4时刻，is开始斜率减小谐振到其峰谷值，此时Vp、Vss的值逐渐减小，但是方向不变，Vts和Vtd变小趋近于Vo。在T5时刻，is到达峰谷，斜率为零，Vts=Vtd=Vo。

（6）阶段6 [T5～T13]：阻尼谐振阶段，电压Vts和Vtd的波形由电流is控制。当is的斜率为正时，Vp和Vss正向，使得Vts和Vtd＜Vo，Vts＞Vtd；当is的斜率为负时，Vp和Vss反向，使得Vts和Vtd＞Vo，Vts＜Vtd。具体过程分析和阶段4、阶段5相同，不再赘述。最后到达稳态值，is=Io，Vts=Vtd=Vo。

由上述分析可见，由于引线电感Lss和二极管寄生结电容CVDR2引起的谐振，造成二次电压Vts和

图8 变压器二次侧开通后电路波形图

（图2中的时刻t5～t8）

Fig.8 Principle waveforms of secondary side in period

t5～t8; partial zoomed in of Fig. 2

Vtd的升高。从而引起了续流二极管VDR2和磁复位电路元件二极管VD1和三极管Q1的电压应力增加。为了要提高耐压值，这些元件的体积必须增加。在条件允许的情况下，可在VDR2上串联一个电感量为几百nH至几µH级的饱和电感小磁珠，有助于抑制电流谐振现象，减小电压应力。

（1）阶段1 [T0～T1]：时刻T0变压器二次电压开始上升，由于饱和电感LS工作在非饱和区，所以但是Vtd仍然为零。阻抗非常大，虽然Vts开始上升，一直到时刻T1，饱和电感LS饱和，图8中所示的阴

5 结论

本文对文献[6]中的谐振复位双管正激变流器

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-68.

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作者简介

陈 威 男，1982年生，博士研究生，现从事电力电子电路拓扑，电源模块可变结构柔性化技术和电源系统集成的研究。

吕征宇 男，1957年生，教授，博士生导师，现从事电力电子中的电磁兼容、智能控制、功率变换器和电力电子器件等方面的研究。

的软开关方式进行了深入研究，在此基础上提出了一种新颖的软开关磁复位方式。该复位方式所采用的电路构造简单，能够在额外效率损失相对较小的情况下，达到减小变流器体积的目的，同时减小成本。因此采用该磁复位方式的软开关谐振复位双管正激变流器能满足系统集成中电源模块小型化的要求，适用于系统集成的实际应用场合。

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