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２００７年第６期 Ｈ。＋入（ｊｏ），Ｈ。为幅度响应在带内的平均值，且有 ｒ Ｗ／２ 带来的失真。 ，Ｗ／２ Ｊ～Ｘ（ｊｔｏ）ｄ￣ｏ＝０。令ｈｍ＝ｍａｘ（Ｉｋ（ｊｔｏ）Ｉ）。这里Ｗ为 有用信号带宽。设输入信号功率谱在内是平坦的，则 输出功率谱为： Ｈ８ Ｓ（ｏ）＋２Ｈ０入（ｊ（Ｉ））Ｓ（（Ｉ））＋入 （ｊ（Ｉ））Ｓ（（Ｉ）） 上式中第一项为所需要的信号，第二、三项为滤波器 的幅度不平衡引入的失真。则有： ｒ Ｗ／２ ＥＶ ｌＩＩ旦ｖ ｒ＿ ‘ ｐ２（ｔｏ）Ｓ（ｔｏ）ｄｔｏ ——一 Ｊ ｗ，：Ｓ（ｏ）ｄｏ ： ｆＷ Ｊ Ｗ／２‘Ｐｚ（∞）ｄ∞ Ｗ／２ 、。 假设通道滤波器的相位响应为‘Ｐ （（Ｉ）），令 ‘Ｐ （（Ｉ））＝ａ（Ｉ）＋ｂ＋‘Ｐ（（Ｉ）），ａ￣０＋ｂ是我们所期望的线性 相位特性， （∞）是非线性相位部分。设‘Ｐ（ｃｏ）的峰峰 值为２‘Ｐ ，在最坏情况下，ＥＶＭ值为‘Ｐ 。当‘Ｐ（（Ｉ））在 带内均匀波动时，ＥＶＭ值可以表示为： 厂 —— 丽恧———————一 ＥＶＭｉ： Ｊ ＨｊＳ（ｃｏ）ｄｗ Ｅ ＼／ Ｊ ： ｉｎ２ ） 当时￣ｐ￣－－５ ，ＥＶＭ＝６．１７％。 １．３用数字滤波器补偿模拟低通滤波器不理想性 的方法 ——Ｊ．ｗ，： （ｊｔｏ）ｄ￣ｏ — 一 假设纹波在信号带内是单调线性（均匀波动）的，即 ０ 从以上分析可以看到，通道模拟低通滤波器幅 频响应和相频响应特性的不理想性会导致信号的 ＥＶＭ 、Ｖ南Ｊ／ 』 ｃ（ ￣ｏ）２ｄｃｏ＝僵、／酱 ＝ＥＶＭ恶化。为了改善信号质量，可以考虑在ＡＤＣ 之后的ＤＳＰ中用数字滤波器来补偿该模拟滤波器 的不理想性。 ： ～ 、／丁Ｈ０ ０＋ｋ，．纹波的峰峰值Ｒｐ（ｄＢ）可以表示为Ｒｐ ２ｏ１－。Ｈ一 通道滤波器在信号带宽内幅度响应不平坦，群 ， 。时延也有一定幅度的波动，这势必引起信号质量的 恶化。我们用一个数字ＩＩＲ滤波器对其不理想性作 补偿。补偿以后，两个滤波器的综合特性接近补偿的 目标——ＲＲＣ滤波器。 或 ＝Ｈ０ １０ ＋１ 。 ＥＶＭ＝＿ ｝、／３（１０ ＋１） 下面讨论如何得到补偿滤波器的传递函数。将 补偿目标设为某一阶数的ＲＲＣ滤波器，即低通滤波 器和补偿滤波器的综合频响等于一ＲＲＣ滤波器，那 样就能把低通滤波器对信号质量的影响降为最低。 假设通道模拟滤波器的传递函数为Ｈ（ｓ）。可以 用冲激响应不变法或双线性变换法将Ｈ（Ｓ）转换成 ＩＩＲ滤波器的传递函数Ｈ（ｚ）。 当ＲＤ＝＝ｌｄＢ时，ＥＶＭ＝３．３２％。 在幅频特性最恶劣的情况下，即ｆ入（ｊ（Ｉ））㈦ ，则 ＥＶＭ１ｌ ＝ ｌＯ ＋ｌ １．２滤波器非线性相位（群时延）对ＥＶＭ的影响 当通道滤波器在信号带宽内呈线性相位特性 时，或群时延为一常量时，滤波器的相位特性不会使 信号的ＥＶＭ恶化。设通道幅度响应为定值１，带内 平均群时延为０，带内群时延响应（波动）为下（（Ｉ））， Ｈ（ｓ） Ｈ（ｚ），冲激响应不变法 盐 Ｈ（ｓ） Ｈ（ｚ），双线性变换法 得到的ＩＩＲ滤波器Ｈ（ｚ）的幅频特性和相频特性 与Ｈ（ｓ）完全一致。即： 相位响应为‘Ｐ（（Ｉ））＝ｆ Ｔ（（Ｉ））ｄ（Ｉ），则滤波器的传递函数 为：Ｈ（ｊｔｏ）＝ｅＪ …。 Ｈ（ｓ）Ｊ Ｈ（ｊＱ）＝ＩＨ（ｊＱ）Ｉｅ『 “ ＂ Ｈ（ｚ） ＿Ｈ（ ）：ＩＨ（ａＺ ） ‘ ｃ０＝Ｄ．／ｆ￣＝２＇ｎｆ／ｅ 假设群时延波动Ｔ（（Ｉ））很小，即ｌＴ（（ｏ）ｌ＜＜１，‘Ｐ（（Ｉ）） 也很小，则Ｈ（ｊ（Ｉ））＝ ‘ ’ ｌ＋ｊ，ｐ（（ｏ），输出信号的功率 谱可以表示为：Ｓ（（Ｉ））＋‘Ｐ （（Ｉ））Ｓ（（Ｉ））。 上式中第一项为所需信号，第二项为非线性相位 其中：ｅ为抽样频率。我们可以得到补偿滤波器的传 递函数Ｈ 一（ｚ）为： 维普资讯 http://www.cqvip.com
２００７年第６期 以ＭＡＸＩＭ公司的ＴＤ—ＳＣＤＭＡ接收机芯片 Ｈ ｚ） 絮 ＭＡＸ２３９２为例，ＭＡＸ２３９２中的ＨＰＦ传递函数为： ＨＲＲ。（ｚ）是我们补偿的目标ＲＲＣ滤波器传递函 数。两个滤波器总的频响相当于一个ＲＲＣ滤波器， Ｈ（ｓ） 裔，ａ＝２ ５ｅ４ 这正是我们需要的结果。即：Ｈ（ｚ）Ｈ￣ｏｍｐ（ｚ）＝ＨＲＲｃ（ｚ）。 令ｓ－－ｊ．，，可以得到幅度平方响应为： ＩＨ（ｆ）ｌ （１ｔ￣ｂ 群时延为： 目前，在ＴＤ—ＳＣＤＭＡ接收机中，零中频（ＺＩＦ） 下＝ 架构被广泛采用。零中频接收机具有结构简单，不存 在镜频干扰等优点。但是由于本振的自混频和信号 可以计算得：ｐ＝０．９９５３，Ｅ、 仁９．７３％。可见： 的自混频使零中频接收机产生了直流偏移，必须把 ＭＡＸ２３９２的ＨＰＦ对ＥＶＭ的影响推算值为９．７３％。 直流偏移电平限制在可接受的范围内，否则将导致 这仅是一个初步的估计，可能与实际值有些出入。 混频器后的基带链路饱和以及后级ＡＤＣ动态范围 与模拟低通滤波器的补偿方法类似，同样可以 的减小。将下变频后的基带信号用交流耦合的方法 用数字滤波器来补偿高通滤波器对信号质量的影 耦合到基带放大器，以消除直流偏移的干扰，是经常 响。但与低通滤波器补偿不同的是：低通滤波器是 用一幅频、相频特性与之相反的数字滤波器来补偿 采用的一种方法。相当于在基带放大器前放置一高 通滤波器（ＨＰＦ）来隔直，但同时零频附近的部分信 其不理想性，补偿的目标是理想的ＲＲＣ滤波器；而 号能量也被衰减，将造成信号质量的恶化。ＨＰＦ在 高通滤波器的补偿目标是一个截止频带更窄的高 接收机中的位置如图２所示。 通滤波器，因为数字高通滤波器的截止频带可以做 得很窄。 仍以ＭＡＸ２３９２内的ＨＰＦ为例，我们已知其传 递函数为： 数字信 号处理 器 ｓ） 裔，ａ＝２．７６５ｅ４． ． 可以计算得到它的３ｄＢ截止频点为：￡ ０．３１２ａ＝８．６３（ｋＨｚ）。 图２高通滤波器在接收机中的位置 假设补偿的目标高通滤波器的传递函数为： 采用高通滤波器隔直能有效消除直流偏移，但 Ｈａｉｍ（ｓ） ，其３ｄＢ截止频点为０．３１２ｂＨｚ。则 是模拟ＨＰＦ的截止频点不可能做得很窄，位于零频 附近的能量将同时被滤除，而ＴＤ—ＳＣＤＭＡ信号又 有相当部分的能量分布于零频附近，造成信号质量 补偿滤波器的传递函数为：Ｈｃ唧（ｓ） 罟 严重恶化。应设法使ＨＰＦ对信号质量的影响减小到 （ｓ＋ａ） 干 。 可接受的程度。 我们可用双线性变换法将Ｈ。。ｎａｐ（Ｓ）转换成数字 信号的相关系数Ｐ 和信道滤波器的频率响应 ＩＩＲ滤波器。因Ｈｃ ｌＤ（ｓ）不是一个限带的滤波器，所以 特性Ｈ（ｆ）有如下关系： 不能用冲激响应不变法。得到的ＩＩＲ滤波器 ｚ） 堡 的幅频特性和相频特性与Ｈｃ。呦（ｓ）完全一样。 ｌ Ｈ（ｆ） ｐ．ｄｔ］ 经过补偿后，模拟高通滤波器和补偿滤波器总 ｐｆ 的幅频特性是一个比原来窄得多的高通滤波器，所 以使有用信号的能量损失更小，从而提高了接收机 的信号质量。 其中，Ｂ是有用信号的带宽，下是群时延。则ＥＶＭ与 Ｐｆ的关系为：ＥＶＭ＝ 一。 ｐｆ 利用仿真工具（ＡＤＳ２００３）建立滤波器模型，仿 维普资讯 http://www.cqvip.com
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