基于DSP的有源电力滤波器控制系统的研究

基于DSP的有源电力滤波器控制系统的研究

姓名：师顺泉申请学位级别：硕士专业：电气工程指导教师：王景芹

20081101

河北工业大学硕士学位论文

基于DSP的有源电力滤波器控制系统的研究

摘 要

随着电力电子技术的飞速发展，大量的电力电子变流装置越来越广泛的应用到厂矿、交通、通讯及家用电器中，在电网中产生大量的谐波电流，对电力系统造成严重危害。因此，抑制电网中的谐波、提高用电装置的功率因数已成为电力电子技术、电气自动化技术及电力系统研究领域所面临的一个重大课题。

本文本课题以带电阻负载的三相整流桥为谐波源，采用并联型有源电力滤波器对其进行谐波补偿。采用基于瞬时无功功率理论的ip-iq运算方式来研究并联型有源电力滤波器的谐波检测,并选择瞬时值比较控制算法进行补偿；采用MATLAB进行了仿真研究，并验证了所用方法的可行性；在理论研究的基础上，本文选用TMS320 F2812型号的DSP芯片构成并联型有源电力滤波器控制系统的核心，设计制作了相关外围电路及功率电路；同时进行了软件的设计，最后制作了一套实验室样机系统。

关键词：瞬时无功功率理论，有源电力滤波器，MATLAB，DSP

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基于DSP的有源电力滤波器控制系统的研究

STUDY ON THE CONTROL SYSTEM OF ACTIVE POWER

FILTER BASED ON DSP

ABSTRACT

With the rapid development of power electronic technology, a large number of electronic power conversion devices are widely applied to factories, mine, transportation, communications and home electrical appliances, there are a lot of harmonic currents in power grids, causing serious damages to the power system. So, restraining harmonics and improving power factor of the electrical equipments has become an important subject of power electronics technology, electrical power systems and automation technology.

In this paper, the uncontrollable three-phase rectifier with resistance load was selected as the harmonic source and parallel APF (active power filter) was used to compensate the harmonics, the ip-iq computing methods based on the instantaneous reactive power theory was selected to study the harmonic detection of the active power filter, the control algorithm-comparison of the instantaneous values was selected to compensate the harmonics. After the theory was confirmed, the software-MATLAB was used to simulate it and verified the feasibility of it.

Based on theory research, the dsp-TMS320F2812 was selected as the CPU of the control system of the parallel APF and the related peripheral circuits and power circuits were designed; At the same time the software was designed, and finally a laboratory prototype was achieved.

KEY WORDS: instantaneous reactive power theory, APF, DSP，PWM

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第一章 绪论

§1-1 引言

随着电力电子装置的广泛应用，电网电流和电压波形发生的畸变也愈演愈烈，电力电子装置已成为最主要的电网谐波源；其造成的负面效应亦越来越引起人们的关注，谐波污染已成为阻碍电力电子技术自身发展的重大障碍。随着现代工业的发展，一方面企业对用电的质量要求越来越高，另一方面电力电子装置的大量应用，工业电网中非线性负载越来越多，严重影响了工业用电的质量，这二者形成严重的矛盾。

随着电力电子技术的发展，谐波抑制技术也取得了一些突破性的进展。有源电力滤波器能够对变化的谐波和无功电流进行快速的动态跟踪补偿，且补偿特性不受电网阻抗的影响，因而该设备是替代传统无源滤波和无功补偿装置的现代新概念电力设备。另外，随着数字信号处理技术的高速发展，以数字化控制技术实现的有源电力滤波器成为电力电子技术的研究热点。

§1-2 电力系统谐波的来源及危害

1-2-1 电力系统谐波的来源

供电系统谐波的定义是对周期性非正弦电量进行傅立叶级数分解，除了得到与电网基波频率相同的分量，还得到一系列大于电网基波频率的分量，这部分电量称为谐波。谐波频率与基波频率的比值称为谐波次数。谐波实际上是一种干扰量，使电网受到“污染”。

向公用电网注入谐波电流或在公用电网上产生谐波电压的电气设备称为谐波源。具有非线性特性的电气设备是主要的谐波源，例如带有功率电子器件的变流设备，交流控制器、电弧炉、感应炉、荧光灯、变压器等。我国工业企业也越来越多的使用产生谐波的电气设备，例如晶闸管电路供电的直流提升机、交-交变频装置、轧钢机直流传动装置、晶闸管串级调速的风机水泵和冶炼电弧炉等。这些设备取用的电流是非正弦形的，其谐波分量使系统正弦电压产生畸变。谐波电流的量取决于谐波源设备本身的特性及其工作状况，而与电网参数无关，故可视为恒流源。 各种晶闸管电路产生的谐波次数与其电路形式有关，称为该电路的特征谐波。除特征谐波外，在三相电压不平衡、触发脉冲不对称或非稳定工作状态下，电路中还会产生非特征谐波。进行谐波分析和计算最有意义的是特征谐波，如5，7，11，13次谐波等。当电网接有多个谐波源时，由于各谐波源的同次谐波电流分量的相位不同，其和将小于各分量的算术和。变压器激磁电流中含有3，5，7等各次谐波分量，这是由于变压器的原副边绕组中总有一组为角形接法，为3次谐波提供了通路，故3次谐波电流不流入电网，但当各相激磁电流不平衡时，可使3次谐波的残余分量（最多可达20%）进入电网。 1-2-2电力系统谐波的危害

电网谐波造成电网污染、正弦电压波形畸变，使电力系统的发、供电设备出现许多异常现象和故障，

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情况日趋严重。电力系统中谐波的危害是多方面的，概括起来有以下几个方面：

1. 对供、配电线路的危害 1） 影响线路的稳定运行

供配电系统中的电力线路与电力变压器一般采用电磁式继电器、感应式继电器或晶体管继电器予以检测保护，使得在故障情况下保证线路与设备的安全。但由于电磁式继电器与感应式继电器对谐波电流含量10%以下起作用，含量高达33%时又会导致继电保护误动作，因而在谐波影响下不能全面有效地起到保护作用。晶体管继电器虽然具有许多优点，但由于采用了整流取样电路，容易受谐波影响，产生误动或拒动。这样，谐波将严重威胁供配电系统的稳定与安全运行。

2） 影响电网的质量

电力系统中的谐波能使电网的电压与电流波形发生畸变。如民用配电系统中的中性线，由于荧光灯、调光灯、计算机等负载，会产生大量的奇次谐波，其中3次谐波的含量较多，可达40%；三相配电线路中，相线上3的整数倍谐波在中性线上会叠加，使中性线的电流值可能超过相线上的电流。另外，相同频率的谐波电压与谐波电流要产生同次谐波的有功功率与无功功率，从而降低电网电压，浪费电网的容量。

2. 对电力设备的危害 1）对电力电容器的危害

当电网存在谐波时，投入电容器后其端电压增大，通过电容器的电流增加得更大，使电容器损耗功率增加。对于膜纸复合介质电容器，虽然允许有谐波时的损耗功率为无谐波时损耗功率的1.38倍；对于全膜电容器允许有谐波时的损耗功率为无谐波时的1.43倍，但如果谐波含量较高，超出电容器允许条件,就会使电容器过电流和过负荷，损耗功率超过上述值，使电容器异常发热，在电场和温度的作用下绝缘介质会加速老化。尤其是电容器投入在电压已经畸变的电网中时，还可能使电网的谐波加剧，即产生谐波扩大现象。另外，谐波的存在往往使电压呈现尖顶波形，尖顶电压波易在介质中诱发局部放电，且由于电压变化率大，局部放电强度大，对绝缘介质更能起到加速老化的作用，从而缩短电容器的使用寿命。一般来说，电压每升高10%，电容器的寿命就要缩短1/2左右。再者，在谐波严重的情况下，还会使电容器鼓肚、击穿或爆炸。

2）对电力变压器的危害

谐波使变压器的铜耗增大，其中包括电阻损耗、导体中的涡流损耗与导体外部因漏磁通引起的杂散损耗都要增加。谐波还使变压器的铁耗增大，这主要表现在铁心中的磁滞损耗增加，谐波使电压的波形变得越差，则磁滞损耗越大。同时由于以上两方面的损耗增加，因此要减少变压器的实际使用容量，或者说在选择变压器额定容量时需要考虑留出电网中的谐波含量。除此之外，谐波还导致变压器噪声增大，变压器的振动噪声主要是由于铁心的磁致伸缩引起的，随着谐波次数的增加，振动频率在1KHZ左右的成分使混杂噪声增加，有时还发出金属声。 3）对电力电缆的危害

由于谐波次数高频率上升，再加之电缆导体截面积越大趋肤效应越明显，从而导致导体的交流电阻增大，使得电缆的允许通过电流减小。另外，电缆的电阻、系统母线侧及线路感抗与系统串联，提高功率因数用的电容器及线路的容抗与系统并联，在一定数值的电感与电容下可能发生谐振。 2

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3. 对用电设备的危害 1）对电动机的危害

谐波对异步电动机的影响，主要是增加电动机的附加损耗，降低效率，严重时使电动机过热。尤其是负序谐波在电动机中产生负序旋转磁场，形成与电动机旋转方向相反的转矩，起制动作用，从而减少电动机的出力。另外电动机中的谐波电流，当频率接近某零件的固有频率时还会使电动机产生机械振动，发出很大的噪声。

2）对低压开关设备的危害

对于配电用断路器来说，全电磁型的断路器易受谐波电流的影响使铁耗增大而发热，同时由于对电磁铁的影响与涡流影响使脱扣困难，且谐波次数越高影响越大；热磁型的断路器，由于导体的集肤效应与铁耗而引起发热，使得额定电流降低与脱扣电流降低；对电子型的断路器，谐波也要使其额定电流降低，尤其是检测峰值的电子断路器，额定电流降低得更多。由此可知，上述三种配电断路器都可能因谐波产生误动作。

对于漏电断路器来说，由于谐波电流的作用，可能使断路器异常发热，出现误动作或不动作。对于电磁接触器来说，谐波电流使磁体部件温升增大，影响接点，线圈温度升高使额定电流降低。对于热继电器来说，因受谐波电流的影响也要使额定电流降低。在工作中它们都有可能造成误动作。

3）对弱电系统设备的干扰

对于计算机网络、通信、有线电视、报警与楼宇自动化等弱电设备，电力系统中的谐波通过电磁感应、静电感应与传导方式耦合到这些系统中，产生干扰。其中电感应与静电感应的耦合强度与干扰频率成正比，传导则通过公共接地耦合，有大量不平衡电流流入接地极，从而干扰弱电系统。

4）影响电力测量的准确性

目前采用的电力测量仪表中有磁电型和感应型，它们受谐波的影响较大。特别是电能表（多采用感应型），当谐波较大时将产生计量混乱，测量不准确。

5）谐波对人体有影响

从人体生理学来说，人体细胞在受到刺激兴奋时，会在细胞膜静息电位基础上发生快速电波动或可逆翻转，其频率如果与谐波频率相接近，电网谐波的电磁辐射就会直接影响人的脑磁场与心磁场。

§1-3 谐波抑制

为使电网谐波电压保持在允许值以下，必须谐波源注入电网的谐波电流量。大多数工业发达国家相继制定了电网谐波管理的标准或规定。谐波管理标准的制定是基于电磁相容性的原则，即在一个共同的电磁环境中，电气设备既能正常工作，又不得过量地干扰这个环境。我国已于1993年颁布了电力系统谐波的国家标准《电能质量：公用电网谐波》，规定了公用电网谐波电压限值和用户向公用电网注入谐波电流的允许值。

在电力系统中对谐波的抑制就是如何减少或消除注入系统的谐波电流，以便把谐波电压控制在限定值之内，抑制谐波电流主要有三方面的措施：降低谐波源的谐波含量，也就是在谐波源上采取措施，最大限度地避免谐波的产生；改善供电环境, 选择合理的供电电压并尽可能保持三相电压平衡，可以有效地减小谐波对电网的影响；在谐波源处吸收谐波电流, 这类方法是对已有的谐波进行有效抑制的方法，

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也是目前电力系统使用最广泛的抑制谐波方法。其主要方法有：

1）无源滤波器

无源滤波器安装在电力电子设备的交流侧，由L、C、R元件构成谐振回路，当LC回路的谐振频率和某一高次谐波电流频率相同时，即可阻止该次谐波流入电网。由于具有投资少、效率高、结构简单、运行可靠及维护方便等优点，无源滤波是目前采用的抑制谐波及无功补偿的主要手段。但无源滤波器存在着许多缺点，如滤波易受系统参数的影响；对某些次谐波有放大的可能；耗费多、体积大等。因而随着电力电子技术的不断发展，人们将滤波研究方向逐步转向有源滤波器。

2）有源滤波器

早在70年代初期，日本学者就提出了有源电力滤波器APF（Active Power Filter）的概念[1]，即利用可控的功率半导体器件向电网注入与原有谐波电流幅值相等、相位相反的电流，使电源的总谐波电流为零，达到实时补偿谐波电流的目的。

与无源滤波器相比，APF具有高度可控性和快速响应性，能补偿各次谐波，可抑制闪变、补偿无功，有一机多能的特点；在性价比上较为合理；滤波特性不受系统阻抗的影响，可消除与系统阻抗发生谐振的危险；具有自适应功能，可自动跟踪补偿变化着的谐波。目前在国外高低压有源滤波技术已应用到实践，而我国还仅应用低压有源滤波技术。随着容量的不断提高，有源滤波技术作为改善电能质量的关键技术，其应用范围也将从补偿用户自身的谐波向改善整个电力系统的电能质量的方向发展。

§1-4 国内外的研究现状

在上个世纪七十年代初，日本学者就提出了有源电力滤波器的概念，即利用可控的功率半导体器件向电网注入与原有谐波电流幅值相等、相位相反的电流，使电源的总谐波电流为零，达到实时补偿谐波电流的目的。1971年，H.Saaki和 T.Machida首次完整的描述了有源电力滤波器的基本原理。但由于当时采用线性放大的方法产生补偿电流，其损耗大，成本高，因而仅在实验室中研究，未能在工业中使用。而后，美国西屋电气公司的L.Gyuryi提出用大功率晶体管组成的PWM逆变器构成的有源电力滤波器消除电网谐波。由于受到当时功率半导体器件水平的，有源电力滤波器的研制一直处于实验研究阶段。

进入80年代以后，因为大功率可关断器件的不断改进，以及对非正弦条件下无功功率补偿理论的深入研究，特别是赤木泰文等提出了“三相电路瞬时无功功率理论”，以该理论为基础的谐波和无功电流检测方法在有源滤波器中得到了成功应用，极大地促进了有源电力滤波器的发展。

有源电力滤波器在美国、日本、德国等发达工业国家已得到了高度重视，并广泛用于国民经济的各个领域。目前，世界上有源电力滤波器的主要生产厂家有日本三菱电机公司、美国西屋电气公司、德国西门子公司等。日本作为电力电子技术最发达的国家，有源滤波器已经达到了普及应用阶段。

目前国内主要以无源滤波器抑制电网谐波为主，在有源滤波器的开发和使用方面还仅限于实验模拟装置，并有少量的模拟样机投入试验运行。华北电力试验研究所、冶金部自动化研究院曾联合进行过有源电力滤波器（APF）的研发。西安交通大学已研制出120KVA并联有源电力滤波器。

有源滤波器作为净化电网污染、改善供电质量的一种有效装置，有着广阔的应用前景。其发展趋势是： 4

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1) 为降低成本、提高效率和扩大容量，有源滤波器与LC无源滤波装置组合的混合型有源滤波系统将得到广泛的应用。

2) 为了适应有源滤波器多功能复杂控制的需要，一些先进的控制策略包括变结构和智能控制将得到真正的应用，以获得更好的控制性能和效果。

3) 通过脉宽调制控制技术（PWM）调制和可提高开关器件等效开关频率的多重化技术，实现对高次谐波的有效补偿。

§1-5 本课题主要工作

本课题以带电阻负载的三相整流桥为谐波源，采用并联型有源电力滤波器对其进行谐波补偿，以TI的TMS320F2812[2]为控制核心。由于该装置消除谐波的性能完全取决于调制方法，因此选用合适的控制方法是有源滤波器成败的关键。在对有源电力滤波器传统控制策略研究的基础上，提出滞环的瞬时值比较方式，并引入直流侧电容电压反馈环节，以保证有源电力滤波器具有良好的补偿跟随特性。主要工作如下：

１）阐述了APF的工作原理和拓扑结构；

２）对比分析了有源滤波器的谐波检测方法，并对所选算法进行了仿真研究；

３）介绍了APF主电路的形式及PWM的控制策略，并进行仿真实验，对基于TMS320F2812的系统硬件进行了设计；

４）进行有源电力滤波器控制系统的软件设计，主要讲述在TI公司的开发平台CCS2.0上进行滤波器的程序设计。

５）在实验室里构建一个以TMS320F2812核心板为主控的APF试验系统。

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第二章 有源电力滤波器的工作原理

§2-1 有源电力滤波器的基本原理

[3]

根据连接方式的不同，APF分为并联型和串联型两种，实际应用中并联型最为普遍，下面以并联型APF为例，来介绍其基本原理。图2.1所示为最基本的APF的原理图。图中，eS代表交流电源，负载为谐波源，它产生谐波并消耗无功。系统由两部分组成，即指令电流运算电路和补偿电流发生电路(电流跟踪控制电路、驱动电路和主电路三部分组成)。其中，指令电流运算电路的核心是检测出被补偿对象电流中的谐波和无功分量。补偿电流发生电路的作用是根据指令电流运算电路得出补偿电流的指令信号，产生实际的补偿电流。主电路均采用PWM变流器。作为主电路的PWM变流器，在产生补偿电流时，主要作为逆变器工作。但是在电网向APF直流侧充电时，它又作为整流器工作。因此它有两种逆变、整流工作状态。

iSeSiC主电路指令电流运算电路APF驱动电路电流跟踪控制电路iL负载 图2.1 并联型有源电力滤波器原理图 Fig.2.1 Schematics of shunt active power filter

图2.1所示有源滤波器的基本工作原理是：检测补偿对象的电压和电流，经指令电流运算单元计算出补偿电流的指令电流信号，该信号经补偿电流发生电路放大，得出补偿电流，补偿电流与负载电流中要补偿的谐波及无功等电流抵消，最终得到期望的电源电流。

例如：当需要补偿负载所产生的谐波电流时，有源电力滤波器检测出补偿对象负载电流iL的谐波分量iLh，将其反极性后作为补偿指令电流信号iC*，由补偿电流发生电路产生的补偿电流iC与负载电流中的谐波成分iLh大小相等、方向相反，因而两者相互抵消，使得电源电流iS中只含基波，不含谐波。上述原理可用如下的公式描述：

iS=iL+iC (2.1)

iL=iLf+iLh

(2.2)

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式中 iLf 为负载电流的基波分量。

iC=−iLh (2.3)

(2.4)

iS=iL+iC=iLf

如果要求电力有源滤波器在补偿谐波的同时，补偿负载无功功率，则只需要在补偿电流的指令信号中增加与负载电流的基波无功分量反极性的电流成分即可。这样，补偿电流与负载电流中的谐波和无功电流相互抵消，电源电流等于负载电流的基波有功分量。

同样的道理，有源电力滤波器还可对不对称三相电路的负序电流进行补偿。

§2-2 有源电力滤波器的分类

有源电力滤波器可以按照所使用的变流器类型、主电路结构和电源相数来进行分类[4]。按照所使用的变流器的类型，可以分为电流型和电压型结构；按照与负载连接的拓补结构可以分为并联型和串联型结构；按照使用场合电源相数来分，可以分为单相、三相三线和三相四线[5]用有源电力滤波器等。

图2.2给出了有源电力滤波器的分类示意图。

单独使用方式有源电力滤波器串联型与LC滤波器混合使用方式单独使用方式并联型与LC滤波器混合使用方式注入电路方式 图2.2 有源电力滤波器的分类 Fig.2.2 Classification of APF

按有源电力滤波器在系统中的连接方式，将其分为并联型、串联型。有源电力滤波器与电网的接线方式取决于其使用目的，不同的接线方式适用的范围是不一样的。

图2.3所示为一运行的串联型有源电力滤波器的结构框图。在负载之前利用变压器与系统相串联来消除电压谐波，并且平衡和调节负载的终端电压。

这种串联型的有源电力滤波器主要用来减小三相系统的谐波电压、负序电压和平衡三相不平衡系统。

串联型有源电力滤波器输出补偿电压，抵消由负荷产生的谐波电压，使供电点电压波形成为正弦波。串联型有源电力滤波器和并联型有源电力滤波器可以看作是对偶的关系。负载谐波含量较大时，串联型有源滤波装置容量也很大，初期投资也很大。

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负载变流器APF 图2.3 单独使用的串联型APF Fig.2.3 Exclusive use of series

图2.4 单独使用的并联型APF Fig.2.4 Exclusive use of shunt

图2.4所示为一个单独使用的并联型有源电力滤波器，目前应用最为广泛，可以用来消除电流谐波、进行无功补偿和平衡三相不平衡电流。因为电流谐波主要是由非线性负载注入系统当中，所以并联型有源电力滤波器主要设置在负载侧用来就地进行谐波补偿。它注入与谐波电流大小相等，方向相反的补偿电流来消除连接点处负荷电流中的谐波。它同时也可以作为一个静止无功补偿器来调节系统无功。但是由于交流电源的电压直接(或经变压器)施加到逆变器上，且补偿电流基本由逆变器提供，所以需要逆变器具有较大的容量。这是并联型有源电力滤波器的主要缺点。

并联型APF在技术上已经相当成熟，投入使用的多为此方案。串联型APF不仅流过的正常负载电流损耗较大，而且投切、故障后退出及各种保护较复杂，一般场合很少使用。日本学者Akagi 1996年在分析有源电力滤波器新趋势一文中，首次提出了统一电能质量调节器UPQC（Unified power quality conditioner）的概念[6]，它是将串联型APF和并联型APF混合使用的新型APF，兼具串联型APF和并联型APF的功能。当前，国内外已有高校和科研机构开始朝这个方向展开研究[7]。

图2.5是统一电能质量调节器基本拓扑结构。它的结构同时综合了串联和并联型有源滤波器的优点。 8

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AC负载逆变器UPQC逆变器 图2.5 统一电能质量调节器基本拓扑结构

Fig.2.5 Basic topology of UPQC

两个脉冲调制(PWM)逆变器单元共同组成一个完整的电力装置来解决电能质量和电能可靠性的综合性问题。它包括短时间不间断供电、蓄能、无功补偿、抑制谐波或阻隔谐波、补偿公共藕合端点电压或电流不平衡、消除电压波动和闪变。它的直流侧的储能元件(既可以是电容器，也可以是电感)是两个作为串联和并联型有源滤波器的电压源型逆变器或是电流源型逆变器所公用的。其中串联与并联的逆变器分别履行不同的功能，串联逆变器起到补偿电压谐波与不平衡、调节电压波动或闪变、阻隔谐波的传播以及阻尼震荡的作用，并联逆变器起到补偿电流谐波与不平衡、补偿负载的无功、调节逆变器直流侧电压的作用及电压管理、平抑负荷峰值或不间断电源的作用。这种结构的统一电能质量调节器既可用于三相系统，也可用于单相系统。它被认为是最理想的有源滤波器的结构，既可以消除电流谐波，又可以消除电压谐波，并可以对电压和电流波形都很敏感的重要负荷提供电源。这种结构的有源滤波器的最重要缺陷在于成本较高而且控制复杂。串联APF将电源与负载隔离，阻止电源谐波电压窜入负载端及负载谐波电流流入电网。并联APF提供一个零阻抗的谐波支路，把负载中的谐波电流吸收掉，该方案在电网和公共连结点之间实现了电压和电流的净化。

APF还可以与LC无源滤波器混合使用，。这种方式是为适应要求滤波器容量大的场合而设计的，其基本思想是利用LC无源滤波器来分担有源电力滤波器的部分补偿任务，由于LC无源滤波器的优点在于其结构简单，容易实现而且成本较低，而有源电力滤波器的优点在于其补偿性能好，把二者结合起来使用，既可以克服有源电力滤波器成本高的缺点，又可以使整个系统获得良好的滤波效果。

APF主电路有两种类型的变流器，即电流型PWM变流器和电压型PWM变流器。它的作用是产生非正弦电流来补偿非线性负载的谐波电流。电流型APF虽然具有较高的可靠性，却有较高的损耗且在交流侧需要连接较大的电感，在一般场合下很少使用。电压型APF在它的直流侧接有一个容量较大的电容，装置轻便而且特性较好，目前实际应用中主要是这种型式[8]。

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第三章 有源电力滤波器的检测方法及仿真研究

§3-1 常用谐波检测方法

准确、实时地检测出电网中瞬态变化的畸变电流是有源电力滤波器进行精确补偿的关键。最早的谐波测量是采用模拟滤波器实现。即采用陷波器将基波电流分量滤除，得到谐波分量，或采用带通滤波器得出基波分量，再与被检测电流相减得到谐波分量。该检测方法的优点是电路结构简单、造价低、输出阻抗低、品质因素易于控制；但也有很多缺点：如滤波器的中心频率对元件参数十分敏感，受外界环境影响较大，难以获得理想的幅频和相频特性，当电网频率发生波动时，不仅影响检测精度，而且检测出的谐波电流中含较多的基波分量，大大增加了有源补偿器的容量和运行损耗。此外，因为Fryze功率定义是建立在平均功率基础上的，所以要求得瞬时有功电流需要进行一个周期的积分，再加其它运算电路，会有几个周期的延时。因此，用这种方法求得的“瞬时有功电流”实际是几个周期前的电流值即这种方法不能同时分离出无功电流。

随着计算机和微电子技术的发展，基于傅立叶变换的谐波测量[9]是当今应用得非常多的一种方法。自上世纪40年代中期采样定理被提出后，傅立叶分析成了谐波测量仪器中求解谐波含量的基础。从物理意义上讲，傅立叶变换的实质是把被检测的信号分解成许多不同频率的正弦波的叠加，由此对各次谐波分量进行分析。它由离散傅立叶过渡到快速傅立叶变换的基本原理构成。模拟信号经采样、离散化为数字序列信号后，经微型计算机进行谐波分析和计算，得到基波和各次谐波的幅值和相位，并可获得更多的信息，如谐波功率、谐波阻抗、以及对谐波进行各种统计和分析等，各种分析计算结果可在屏幕上显示或按需要打印输出。使用此方法测量谐波应用范围广，使用方便。其缺点是计算量较大，需要花费较多的计算时间，从而使得检测方法具有较长时间延迟，检测结果实际是较长时间前的谐波和无功电流，实时性不好。而且这种方法存在频谱泄漏误差，频谱混叠误差，易造成栅栏效应，使计算出的信号参数，即频率、幅值和相位不准，尤其是相位误差较大，影响了测量精度。

神经网络理论是最近发展起来的很热门的交叉边缘学科，它之所以受到人们的普遍关注，是由于它具有本质的非线性特性、并行处理能力，强鲁棒性以及自组织自学习的能力。应用神经网络于谐波测量中，根据谐波的非线性特性，将会有很好的应用前景。在理论上，神经网络计算能力、对任意连续函数的逼近能力、学习理论及动态网络的稳定性分析等都取得了丰硕的成果，在应用上已迅速扩展到许多重要领域，如模式识别与图像处理、控制与优化、预测与管理、通信等。将神经网络应用于电力系统谐波测量中尚属于起步阶段，它主要有以下三个方面的应用。其一，用于谐波源的辨识问题。其二，用神经网络对电力系统中的谐波进行预测。其三，将神经网络应用于谐波测量之中。自适应检测法利用自适应干扰对消原理，从负载电流中消去基波有功分量，从而得到所需的补偿电流指令值。它通过不断的自我调整使系统处于最佳状态，其优点是抗干扰能力强，运行特性基本不受元件参数影响。其缺点是实时性不好。为了解决这个缺点，有人提出神经网络实现的自适应检测法[10-11]。基于神经元的自适应电流检测方法多用于计算机仿真[12]，而将其用于工程实践尚不多见。

小波分析是一种时、频域分析方法，它在时域—频域同时具有良好的局部化性质(location nature)。10

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它可以根据信号不同的频率成分，在时域和空间域自动调节取样的疏密：频率高时，则密；频率低时，则疏。基于小波分析的这些优良特性，可以观察函数、信号、图像的任意细节，并加以分析。从而，小波分析在信号分析与重构、信号和噪声分离技术、特征提取、数据压缩等工程应用上，显示出其优越性，而这些正是100多年来大量应用于工程领域的傅立叶变换所无法做到的。原则上讲，凡是传统方法中采用傅立叶分析的地方，基本上都可以用小波分析来代替，而且其应用结果会得到深化和发展，因此小波分析作为一种多方面运用的数学工具，具有巨大的潜力和广泛的应用前景。基于小波分析的良好特性，近年来一些文献将小波分析应用于电力设备的状态监测和故障诊断、电力系统暂态稳定、电力系统短期负荷预测和谐波测量等方面，表明小波变换在电力系统具有广阔的应用前景。但是这种检测方法在实际中亦不多见，较多的还是理论研究与仿真研究。

在1983年日本学者H.Akagi首次提出三相电路瞬时无功功率理论，这一方法的提出对APF的发展起到巨大的推动作用。它是目前APF应用中最为广泛的一种检测方法[13]，后来经过不断完善，基于瞬时无功功率理论的检测方法主要有p-q运算方式和ip-iq运算方式，该方法具有很好的实时性，成为目前的研究热点。后来，西安交通大学的王兆安提出的 d-q方法和华北电力大学的李庚银提出的广义瞬时无功功率理论[14]都是对基于瞬时无功功率理论的检测方法的改进。本文中重点研究了p-q运算方式和ip-iq运算方式，并且最后采用ip-iq运算方式研制了试验系统。

§3-2基于瞬时无功功率理论的谐波检测

3-2-1 p-q法[16]

该方法的原理框图如图3.1所示：

[15]

eaebeciaibicC32iαiβeαeβppLPFC−1pqLPF−iαfC23C32Cpqqq−iβfiafibf−icf−+−++iahibhich

图3.1 p-q检测法的原理图

Fig.3.1 Illustrative diagram of p-q detecting method

根据定义计算出三相瞬时有功功率p、三相瞬时无功功率q，经低通滤波器（LPF）得p、q的直流分量p、q。电网电压无畸变时，p为基波有功电流与电压作用所产生，q为基波无功电流与电压作用所产生。由p、q即可计算出被检测电流ia、ib、ic的基波分量iaf、ibf、icf。

⎡iaf⎢

⎢ibf

⎢icf⎣

⎤

⎡p⎤1⎥−1⎡p⎤ CCCC==23pq⎢⎥23pq⎢⎥ （3.1）2⎥qq⎣⎦⎣⎦e⎥

⎦

11

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式中：

0⎤⎡1

⎡eα⎢⎥32⎥，Cpq=⎢C23=23⎢−12

⎣eβ⎢⎥−12−32⎣⎦

eβ⎤

。 −eα⎥⎦

将iaf、ibf、icf分别与ia、ib、ic相减，即可得出ia、ib、ic的谐波分量iah、ibh 、ich。

当有源电力滤波器同时用于补偿谐波和无功功率时，就需要同时检测出被补偿对象中的谐波和无功电流。这种情况下，只需要断开图3.1计算q的通道即可。这时，由p即可计算被检测电流ia，ib，ic的基波有功分量iapf、ibpf、icpf为：

⎡iapf

⎢

⎢ibpf

⎢icpf⎣⎤⎥−1⎡p⎤CC=23pq⎢⎥ （3.2） ⎥

⎣0⎦⎥

⎦

将iapf、ibpf、icpf与ia，ib，ic相减，即可得到ia，ib，ic的谐波分量和基波无功分量之和。

由于采用了低通滤波器（LPF）求取p、q，故当被检测电流发生变化时，需要经一定的延时。但当只检测无功电流时，则不需要低通滤波器，而只需要将q反变换即可得出无功电流，这样就不存在延时了，得到的无功电流如式（3-3）所示：

⎡iaq⎤

⎡0⎤⎢⎥1

⎢ibq⎥=2C23Cpq⎢⎥ （3.3）

e⎣q⎦⎢icq⎥⎣⎦

本文所有的模型仿真均采用软件MATLAB7.0。MATLAB软件是目前非常流行的仿真工具软件，除具备卓越的数值计算能力外，它还提供了专业水平的符号计算，文字处理，可视化建模仿真和实时控制等功能。它除了传统的交互式编程之外，还提供了丰富可靠的矩阵运算、图形绘制、数据处理、图形处理、方便的 Windows 编程等便利工具。人们能够利用它的配套工具箱和仿真环境 SIMULIK来进行有关问题的仿真研究。SIMULIK 是 MATLAB 软件的扩展，提供了各种仿真工具，尤其是它不断扩展的、内容丰富的模块库，为系统仿真提供了极大的便利[17]，它是一个对动态系统进行建模、仿真和分析的软件包[18]。它与用户交互接口是基于 Windows 的图形（使用方块图）编程方法，其中的 Power System Block 是一个专门针对电力系统的工具箱。

图3.2为p-q检测系统的仿真模型。在本仿真模型中，构建了纯阻性负载的三相桥式晶闸管整流桥电路作为谐波源，在仿真中，选取了0°作为晶闸管的触发角。谐波源模块的输入为三相工频交流电源，线电压为50V，内阻 Rs=0.5Ω，电感 Ls=0.5mH；三相晶闸管整流桥电路的纯阻性负载的电路参数分别为R=200Ω。

图3.3所示为图3.2中谐波检测模块的子系统图，它完成对三相负载电流的谐波检测，其输出即为检测出的三相谐波电流，可以通过示波器scope来观察谐波波形。其采用的是p-q运算方式，主要包括三相到两相矩阵变换、反变换、低通滤波器三个部分。这里，设定a相电压初始相角为零，低通滤波器选择截止频率20Hz的二阶Butterworth 滤波器。

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图3.2 p-q检测系统仿真模型 Fig.3.2 Model of p-q measurement system

图3.3 谐波检测模块

Fig.3.3 Module of harmonics measurement

图3.4为a相电压和谐波电流波形。最上边正弦波为a相电压波形，其横、纵坐标分别为时间（s）、电压（V）；其下边三个波形自上而下分别为a、b、c三相的谐波电流，其横、纵坐标分别为时间（s）、电流（A）。图3.5为基波电流波形。三个波形自上而下分别为a、b、c三相的基波电流，其横、纵坐标 13

基于DSP的有源电力滤波器控制系统的研究

分别为时间（s）、电流（A）。

图3.4 a相电压和谐波电流

Fig.3.4 Voltage of phase a and harmonic currents

图3.5 基波电流 Fig.3.5 Fundamental currents

3-2-2 ip-iq法

从图3.1及以上分析我们可以看出，这种谐波电流检测方法的精度受电网电压影响，当电网电压为非对称、发生畸变时会导致检测不准，为克服这一缺点，有人提出ip-i q运算方式的谐波电流检测方法。14

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该方法的原理如图3.6所示：

eaPLLsin-cosiaibicC32iαiβppLPFCLPF−iαfC23iβfCqq−iafibf−icf−+−++iahibhich

图3.6 ip-iq检测法的原理图

Fig.3.6 Illustrative diagram of ip-iq detecting method

图中C=⎢

⎡sinωt⎣−cosωt−cosωt⎤

，是由a相电压同相位的正余弦信号组成的，它们由一个锁相环和一⎥−sinωt⎦

个正余弦发生电路产生，C23=C32T。

1⎡⎡ia⎤1−⎢⎡iα⎤⎢⎥2由瞬时无功功率理论可得：⎢⎥=C32ib 其中C32=23⎢⎢⎥3⎣iβ⎦⎢0⎢⎣ic⎥⎦⎢2⎣1⎤

2⎥所以再根据定义，⎥−3⎥2⎥⎦−

⎡ia⎤

⎡ip⎤⎡iα⎤⎢⎥

⎢i⎥=C⎢i⎥=C⋅C32⎢ib⎥，经过低通滤波器后，得到直流分量ip、iq。这里的ip、iq是由iaf、ibf、⎣q⎦⎣β⎦⎢⎣ic⎥⎦

⎡iaf

⎢

icf产生的，所以⎢ibf

⎢icf⎣⎤

⎡ip⎤⎥

⎥=C32⋅C⎢i⎥。iaf、ibf、icf与ia、ib、ic相减得到要补偿的谐波分量iah、ibh、

⎢⎣q⎥⎦⎥

⎦

ich。

与p-q运算方式相似，当要检测谐波和无功电流之和时，只需要断开图3.6中计算iq的通道即可。而如果只需检测无功电流，则只要对iq进行反变换即可。

上述两种方法既可以用模拟电路实现，也可以用数字电路实现。当用模拟电路实现时，p-q运算方式需要10个乘法器和2个除法器。ip-iq运算方式只需要8个乘法器。随着数字信号处理技术的不断发展，尤其是DSP功能不断完善和发展，数字电路实现有源电力滤波器的条件已经成熟。

图3.7为ip-iq检测系统的仿真模型。其中，同样构建了纯阻性负载的三相桥式晶闸管整流桥电路作为谐波源，在仿真中，选取了0°作为晶闸管的触发角。谐波源模块的输入为三相工频交流电源，线电压为50V，内阻 Rs=0.5Ω，电感 Ls=0.5mH；三相晶闸管整流桥电路的纯阻性负载的电路参数分别为R=200Ω。

图3.8 所示为图3.7 中谐波检测模块的子系统图，它完成对三相负载电流的谐波检测，其输出即为

15

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检测出的三相谐波电流，可以通过示波器Scope来观察谐波波形。其采用的是ip-iq运算方式，主要包括三相到两相矩阵变换、反变换，低通滤波器三个部分。在此，设定 a 相电压初始相角为零，与 a 相电压同相位的正弦、余弦信号可直接采用锁相环（PLL）来产生。低通滤波器选择截止频率20Hz的二阶Butterworth 滤波器。

图3.7 ip-iq检测系统仿真模型 Fig.3.7 Model of ip-iq measurement system

图3.8 谐波检测模块

Fig.3.8 Module of harmonics measurement

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图3.9为a相电压和谐波电流波形。最上边正弦波为a相电压波形，其横、纵坐标分别为时间（s）、电压（V）；其下边三个波形自上而下分别为a、b、c三相的谐波电流，其横、纵坐标分别为时间（s）、电流（A）。图3.10为基波电流波形。三个波形自上而下分别为a、b、c三相的基波电流，其横、纵坐标分别为时间（s）、电流（A）。

图3.9 a相电压和谐波电流

Fig.3.9 Voltage of phase a and harmonic currents

图3.10 基波电流 Fig.3.10 Fundamental currents

从仿真结果看，两种检测方法都能检测出谐波电流，但是p-q谐波电流检测方法的精度受电网电压影响，当电网电压为非对称、发生畸变时会导致检测不准，故本文在后面的研究中采用了ip-iq检测方法，

17

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以ip-iq检测方法为前提去研究APF整个控制系统。

18

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第四章 有源电力滤波器控制系统的硬件设计

§4-1 控制系统核心DSP

4-1-1 DSP

数字信号处理（Digital Signal Process）是一门涉及许多学科而又广泛应用于许多领域的新兴学科，于20世纪60年始围绕着数字信号处理的理论、实现和应用等几个方面发展起来的。70年代，由于大规模集成电路的发展，使得用硬件实现数字滤波器成为可能，并开始研究将微处理器应用于数字信号处理。到了80年代，随着超大规模集成电路的应用和微处理器技术的迅速发展，单片通用数字信号处理器和各种单片专用数字信号处理器纷纷涌现出来。

近年来，随着微电子学、数字信号处理技术、计算机技术等学科的迅猛发展，DSP的应用逐渐成熟，并在电机控制、通信、图像处理等领域显示出其独有的优势。

DSP芯片，也称数字信号处理器，是一种特别适合于进行数字信号处理运算的微处理器，其主要应用是实时快速地实现各种数字信号处理算法(如采集、变换、滤波、估值、增强、压缩、识别等处理)，以得到符合人们需要的信号形式。若没有特殊注明，在本论文中DSP均指数字信号处理器。

DSP是一种具有特殊结构的微处理器，其在硬件结构上有一些区别于普通CPU的特点： 1）采用改进型Harvard结构；

2）程序空间和数据空间分开，允许同时取指令(来自程序存储器)和取操作数(来自数据存储器)，以及在程序空间和数据空间之间相互传递数据。这样就解决了高速运算时传输通道上的数据瓶颈问题；

3）采用多总线结构：保证在一个机器周期内可以多次访问程序空间和数据空间，大大提高了DSP的效率；

4) 采用流水线结构：执行一条指令，取指、译码、取操作数和执行等四个阶段是重叠的，将指令周期降低到最小值；

5) 内部含有多个处理单元：如算术逻辑单元(ALU)、辅助运算单元(ARAU)、累加器 (ACC)，以及硬件乘法器(MUL)等：

6) 特殊的DSP指令。其针对数字信号处理运算设计，使一条指令可以完成几种不同的功能。 7) 强大的开发环境支持。

目前，DSP技术发展得很快，美国德州仪器(Texas Instruments，简称TI)公司、模拟器件(Analog Devices，简称AD)公司、MOTOROLA公司等几家公司占有较大的市场份额。其中，尤其是TI公司的TMS320系列芯片应用最为广泛，包括2000系列、5000系列、6000系列，分别应用于电机控制、通信、图像处理等领域。

本文采用了TI公司的TMS320F2812数字信号处理器[2]作为整个APF的控制核心。TI公司的TMS320F2812数字信号处理器是TI公司推出的基于TMS320Cxx内核的定点DSP芯片，器件上集成了多种先进的外设，为电机及其他运动控制领域应用的实现提供了良好的平台。同时代码和指令与F24x

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基于DSP的有源电力滤波器控制系统的研究

系列数字信号处理器兼容，从而保证了项目和产品设计的延续性。与F24系列数字处理器相比，F2812数字信号处理器提高了运算的精度(32位)和系统的处理能力(150MIPS)。该数字信号处理器还集成了128KB的FLASH存储器，4KB引导ROM，数字运算表以及2KB的OTP ROM，从而大大改善了应用的灵活性。128位的密码保护机制有效的保护了产品的知识产权。

其硬件特征如表4.1所示。

表4.1 硬件特征 Table 4.1 Hardware features

特 征 F2810 F2812 指令周期（150MHz） 6.67ns 6.67ns SRAM（16位/字） 18K 18K 3.3V片内Flash（16位/字） K 128K 片内Flash/SRAM的密钥 有 有

有 有 Boot ROM

掩膜ROM 有 有 外部存储器接口 无 有 事件管理器A和B（EVA和EVA、EVB EVA、EVB EVB）

*通用定时器 4 4 *比较寄存器/脉宽调制 16 16 *捕获/正交解码脉冲电路 6/2 6/2 看门狗定时器 有 有 12位的ADC 有 有 *通道数 16 16 32位的CPU定时器 3 3 串行外围接口 有 有

串行通信接口（SCI）A和B SCIA、SCIB SCIA、SCIB 控制器局域网络 有 有 多通道缓冲串行接口 有 有 数字输入/输出引脚（共享） 有 有 外部中断源 3 3 核心电压1.8V 核心电压1.8V

供电电压

I/O电压3.3V I/O电压3.3V

179针GHH

封装 128针PBK

176针PGF

温度选择

PGF和GHH PBK

A：-40℃ ~ +85℃

仅适用于TMS 仅适用于TMS

S：-40℃ ~ +125℃ 产品状况

产品预览（PP） AI AI 高级信息（AI） （TMP） （TMP） 产品数据（PD）

C28x系列芯片的主要性能如下：

1． 高性能静态CMOS（Static CMOS）技术 20

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z 150MHz（时钟周期6.67ns）

z 低功耗（核心电压1.8V，I/O口电压3.3V） z Flash编程电压3.3V

2． JTAG边界扫描（Boundary Scan）支持 3． 高性能的32位处理器（TMS320C28x）

z

16×16位和32×32位的乘且累加操作

z 16×16位的两个乘且累加

z 哈佛总线结构（Harvard Bus Architecture） z 强大的操作能力 z 迅速的中断响应和处理 z 统一的寄存器编程模式 z 可达4M字的线性程序地址 z 可达4M字的数据地址

z 代码高效（用C/C++或汇编语言）

z 与TMS320F24x/LF240x处理器的源代码兼容 4． 片内存储器

z 128K×16位的Flash存储器 z 1K×16位的OTP型只读存储器

z L0和L1：两块4K×16位的单口随机存储器（SARAM）z H0：一块8K×16位的单口随机存储器 z M0和M1：两块1K×16位的单口随机存储器 5． 根只读存储器（Boot ROM）4K×16位

z 带有软件的Boot模式 z 标准的数学表

6． 外部存储器接口（仅F2812有）

z 有多达1MB的存储器 z 可编程等待状态数 z

可编程读/写选通计数器（Strobe Timing）

z 三个的片选端 7． 时钟与系统控制

z 支持动态的改变锁相环的频率 z 片内振荡器 z 看门狗定时器模块 8． 三个外部中断

9． 外部中断扩展（PIE）模块

z 可支持96个外部中断，当前仅使用了45个外部中断

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10．128位的密钥（Security Key/Lock）

z

保护Flash/OTP和L0/L1 SARAM

z 防止ROM中的程序被盗 11．3个32位的CPU定时器 12．马达控制外围设备

z 两个事件管理器（EVA、EVB） z 与C240兼容的器件 13．串口外围设备

z 串行外围接口（SPI）

z 两个串行通信接口（SCIs），标准的UART z 改进的局域网络（eCAN）

z 多通道缓冲串行接口（McBSP）和串行外围接口模式 14．12位的ADC，16通道

z 2×8通道的输入多路选择器 z 两个采样保持器 z 转换时间：200ns z 单路转换时间：60ns

15．最多有56个的可编程、多用途通用输入/输出（GPIO）引脚 16．高级的仿真特性

z 分析和设置断点的功能 z 实时的硬件调试 17．开发工具

z ANSI C/C++编译器、汇编程序、连接器 z 支持TMS320C24x/240x的指令 z 代码编辑集成环境 z DSP/BIOS

z JTAG扫描控制器（TI或第三方的） z 硬件评估板 18．低功耗模式和节能模式

z 支持空闲模式、等待模式、挂起模式 z 停止单个外围的时钟 19．封装方式

z 带外部存储器接口的179球形触点BGA封装

z 带外部存储器接口的176引脚低剖面四芯线扁平LQFP封装 z 没有外部存储器接口的128引脚贴片正方扁平PBK封装 DSP的功能框图如图4.1所示： 22

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图4.1 C28x功能框图

Fig.4.1 The function diagram of C28x

本控制系统用到了DSP内部ADC模块、CAP、PWM 、FLASH及外部INT等，下面主要介绍其中两个非常重要的模块：ADC模块和PWM模块。 4-1-2 ADC模块

TMS320F2812 DSP的ADC模块是一个12位分辨率的、具有流水线结构的模—数转换器[19]。ADC模块有16个通道，既可配置为两个的8通道模块，分别服务于事件管理器A和事件管理器B，两个的8通道模块也可以级联组成一个16通道模块以适应不同需要。尽管在模数转换模块中有多个输入通道和两个排序器，但仅有一个转换器。两个8通道模块能够自动排序，每个模块都可以通过多路选择器选择8通道中的任何一个通道。而在级联模式下，自动排序器将变成16通道。对每一个通道而言，一旦ADC转换完成，就会把转换结果存储到结果寄存器中。同时自动排序器允许对同一个通道进行多次采样可通过改变ADC模块的输入通道选择排序控制寄存器的设置来实现，使用户可以通过过采样算法获得更高的采样精度。图4.2为ADC模块结构图。

23

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SYSCLKOUTC28XADCENCLKHSPCLKMUXADCINA0Reg0S/H-AADCINA712-bitADCADCINB0Reg7Reg870AFh70B0hReg170A8hS/H-BADCINB7Reg1570B7hS/WEVAGPIO/XINT2_ADCSOCSOC1ADCSOC2S/WEVB

图4.2 ADC模块结构图 Fig.4.2 The diagram of ADC Module

本文使用了ADCINB0~ADCINB5六个采集通道，排序器采用级联方式连续采样，通过EVA的定时器1的周期中断启动ADC。 4-1-3 PWM模块[20]

TMS320F2812包含两个事件管理模块(EV)，与240x基本相似。每个事件管理模块可同时产生8路PWM波形输出，其中3个带可编程死区控制的比较单元可产生的3对(6路)以及2个GP定时器产生的2个的PWM输出。所以F2812DSP可产生16路PWM，其中12路(6对，每对互补)为带可编程死区的PWM输出，可方便实现逆变桥的控制。

其主要特性如下：

1）可编程死区发生器能产生0到16微秒的死区时间，最小l个时钟周期的死区持续时间，其死区的配置非常灵活、方便。

2）ON-THE-FLY的变化PWM载体频率(双缓冲周期寄存器)。 3）ON-THE-FLY的变化PWM脉冲宽度(双缓冲比较寄存器)。 4）最大16位的PWM分辨率。

5）具有产生可编程的非对称、对称和空间向量PWM波形的脉冲发生器。 6）自动重装比较寄存器和周期寄存器，使CPU的时间开销最小。 7）功率驱动保护中断。

下面给出事件管理器EVA中的3个比较单元产生的6路PWM输出的电路原理图，如图4.3所示。 24

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T1CON[1211]

/COMCONA[9]PHxX=1,2,3GPT1MUXDTPHxDTPHx_PWM1PWM6SVPWMDBTCONACOMCONA[12]ACTRAACTRA[12-15]

图4.3 PWM模块图 Fig.4.3 PWM Block Diagram

本文中所用到的6路PWM输出就是由EVA中3个全比较器单元产生，GP1采用连续增计数模式，PWM的周期与采样周期一致。定时器周期重载：在基波频率发生变化时，由捕获单元数据计算出基波频率，再修改定时器周期值，从而实现了实时全数字化的APF控制。DSP内部具有可编程的死区单元，不仅大大降低了核心控制板的复杂度，而且提高了死区时间的准确度，只需软件设置即可使用，使PWM控制IGBT逆变桥更加方便，考虑到实际电路本文中死区设置为3微秒。

§4-2 外围电路

4-2-1 电流信号调理电路

在电力系统中为了将被测高电压和大电流变换成适合数字电路处理的信号，需要使用传感器。电流检测有多种方法，最通用的方法是采用分流器、互感器或霍尔传感器。分流器工作时与负载串联，无法进行隔离测量；互感器只适用于50 Hz 工频交流的测量；霍尔检测技术综合了互感器和分流器技术的所有优点，同时又克服了互感器和分流器的不足，采用一只霍尔电流电压传感器/变送器模块检测元件，既可以检测交流，也可以检测直流，甚至可以检测瞬态峰值，同时又能实现主电路回路和电子控制电路的隔离，因而是互感器和分流器的替代产品。同时由于它具有灵敏度高、线性度好、稳定性高、体积小和耐高温等特点, 所以, 在测量技术、自动化技术和信息处理等方面得到了广泛的应用[21]。

APF对电流互感器的要求比较高，本论文中采用了6个LEM公司生产的霍尔电流互感器LT108-S7，它是应用霍尔原理的闭环(补偿)电流传感器，具有出色的精度、良好的线性度、低温漂、最佳的反应时间、宽频带、无插入损失、抗干扰能力强、电流过载能力强等优点。

传感器把主电路中交流电流信号变换成一定比例的电流信号送入电流调理电路，信号进入调理电路后先经过分压电阻把电流信号变成电压信号，该信号送入抗混叠低通滤波器滤去高频成分，由于DSP内部AD模块所能接受的信号范围是0~3V，而传感器送来的信号是交流信号，所以需经过一个电平变换电路，电流信号调理电路原理图如图4.4所示。

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1RL13+C5R8+C7+C37R5u1out6R4R6C4C12--+53RL21+3.3-2u2out6R73in-in+4u3out67R97223in-in+R2传感器C2R323in-in+4ADCINB0R1C8C6D14

图4.4 电流调理电路原理图

Fig.4.4 Schematic diagram for accommodating current circuit

电流调理电路由相同结构的6路组成。F2812 DSP具有16路12位带内置双采样/保持器的高精度片内高速AD模块，单通道转换时间与DSP控制周期相比已经充分小，不影响其它控制程序的运行，所以本系统采用F2812内部自带AD模块，简化了硬件设计。

该部分电路主要包括三部分：抗混叠低通滤波器、电平变换、跟随器。其中最为重要的是抗混叠滤波器的设计[22]。在实际的现场环境下，输入信号中常常混进各种高频干扰信号，所以必须进行抗混叠滤波。滤波器参数的选择应满足奈奎斯特采样定理，根据输入信号频率和干扰频率，时间常数应选择小于有用信号周期而大于干扰信号周期。

本文中A/D采样率为12.8kHz，采用二阶Butterworth低通滤波器，截止频率设在6k左右。 4-2-2 同步信号电路

采用基于瞬时无功功率理论的ip-iq算法检测谐波电流时，需要用到一个与电源A相电压同步的方波信号用来检测电压信号的相位和控制TMS320F2812 DSP的ADC模块进行交流采样。同时同步信号也是APF谐波补偿的基准，因此该部分电路的设计非常重要。为了保证有源滤波器在工作时对信号的采样精度，就必须使采样频率能够快速同步跟踪A相交流电压的频率变化，该电路由电压过零检测电路，锁相环倍频电路等部分组成[23-24]。

其中电压过零检测电路部分如图4.5所示：该电路采用LEM公司的霍尔型电压传感器LV28-P得到电源的A相电压经过零比较电路产生方波，然后送给锁相环电路。电压过零检测电路用来检测电源A相电压信号，根据A相电压的过零点，将正弦信号转变成方波信号。将正弦交流信号转换成方波，主要是用来作为瞬时谐波电流检测过程中正弦、余弦信号的复位信号。该电路主要由低功耗低失调双电压比较器LM393来实现检测功能。LM393内部有两个的精密电压比较器，可工作在单电源或双电源供电模式下，其比较器功耗低，精度高。对于理想的过零比较电路来说，当输入信号大于零时，输出信号立即翻转为高电平，灵敏度很高。但是在实际的电网中时，由于电网电压会受到各种干扰影响，总会产生一定的畸变，使得电压波形不稳，经常会掺杂一些干扰信号，使电压波形不再是标准的正弦波，这26

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样很有可能会造成比较器的误动作，发生不应该的翻转。因此在实际的电路连接中常在比较器的输入或输出端加上电容，用来消除或降低各种干扰。

图4.5中LM393工作在单电源模式下，只用了两电压比较器中的一个，从同相端输入信号，实现正相比较，当输入为正时输出5V; 当输入为负时输出为零电压。

LV-28pPort+HTR0+HT-+Port-HT-HTMR1-15+15M32R10+5R118+3.3in+LM393outin-41C10CD4046

图4.5 电压过零检测电路 Fig.4.5 Zero-voltage detection circuit

在交流采样时，为了保证被采集信号的相位能被准确确定，通常的做法是对信号进行等时间间隔采样，但实际上交变信号的频率经常会受各种因素的制约而发生变化，如果信号频率偏离了标准频率，若仍以原来的频率的理论采样间隔对信号采样，就会引起采样失真，从而影响测量精度。为了不失真，必须保持采样间隔随信号频率的变化而变化，即把一个周期等时间间隔采样变为等相位采样。工程上常用的方法一般有两种：一种是采用硬件实现的锁相倍频电路，通过该电路产生的倍频后的脉冲作为DSP的外部中断触发信号，快速启动AD转换，实现高速数据采集；另一种是通过软件检测工频信号的频率，然后计算出其周期以及信号的采样点数，在DSP内部采用软件的形式启动AD转换，从而实现数据的采集。

锁相电路主要用来跟随电压信号，使输出信号与电压信号相位相同，正弦、余弦表的复位信号;另外用此信号作为电流信号采集的启动信号。锁相的意义是相位同步的自动控制，能够完成两个电信号相位同步的自动控制闭环系统叫做锁相环，简称PLL。它广泛应用于广播通信、频率合成、自动控制及时钟同步等技术领域。锁相环主要由鉴相器（PD）、压控振荡器（VCO）、低通滤波器三部分组成，如图4.6所示：

UiUoPDUφLPFUdVCOUo

图4.6 锁相环原理图 Fig.4.6 Schematic diagram of PLL

压控振荡器的输出Uo接至相位比较器的一个输入端，其输出频率的高低由低通滤波器上建立起来的平均电压Ud大小决定。施加于相位比较器另一个输入端的外部输入信号Ui与来自压控振荡器的输出 27

基于DSP的有源电力滤波器控制系统的研究

信号Uo相比较，比较结果产生的误差输出电压Uφ正比于Ui和Uo两个信号的相位差，经过低通滤波器滤除高频分量后，得到一个平均值电压Ud。这个平均值电压Ud朝着减小VCO输出频率和输入频率之差的方向变化，直至VCO输出频率和输入信号频率获得一致。这时两个信号的频率相同，两相位差保持恒定（即同步）称作相位锁定。

当锁相环入锁时，它还具有“捕捉”信号的能力，VCO可在某一范围内自动跟踪输入信号的变化，如果输入信号频率在锁相环的捕捉范围内发生变化，锁相环能捕捉到输入信号频率，并强迫VCO锁定在这个频率上。锁相环应用非常灵活，如果输入信号频率f1不等于VCO输出信号频率f2，而要求两者保持一定的关系，例如比例关系或差值关系，则可以在外部加入一个运算器，以满足不同工作的需要。

目前应用的锁相环主要分为：模拟锁相环、数模混合锁相环、数字锁相环。它可以实现频率合成、载波提取、锁相鉴频、位信号提取、锁相接收机等。过去的锁相环多采用分立元件和模拟电路构成，现在常使用集成电路的锁相环，CD4046是通用的CMOS锁相环集成电路，其特点是电源电压范围宽（为3V－18V），输入阻抗高(约100MΩ)，动态功耗小，在中心频率f0为10kHz下功耗仅为600μW，属微功耗器件。CD4046采用双列直插式结构，各管脚的功能见表4.2所示。

表4.2 CD4046管脚功能表

Table4.2 Function table of the pins of CD4046

管脚号 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16

功 能

PDII的锁定输出端，锁定时为“1”，失锁时为“0” PDI的输出端

相位比较器比较输入端 VCO的输出端

VCO的禁止端，置“1”时VCO停止，置“0”时VCO开始工作 外接电容C1端 外接电容C1端 电源负载 VCO的控制端

低通滤波器经缓冲放大后的输出端

外接电阻R1端，R1与C1决定VCO的振荡频率

外接R2端，确定VCO的最低振荡频率 fmin，R小则fmin升高，频率范围收缩 PDII的输出端，它与2脚外接低通滤波器后送入9脚 信号输入端

为内部稳压二极管的正电压引出端，使用时需外接限流电阻 电压正端

图4.9是CD4046内部电原理框图，主要由鉴相器Ⅰ、Ⅱ、压控振荡器（VCO）、线性放大器、源跟随器、整形电路等部分构成。比较器Ⅰ采用异或门结构，当两个输入端信号Ui、Uo的电平状态相异时（即一个高电平，一个为低电平），输出端信号Uφ为高电平；反之，Ui、Uo电平状态相同时（即两个均为高，或均为低电平），Uφ输出为低电平。当Ui、Uo的相位差Δφ在0°-180°范围内变化时，Uφ的28

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脉冲宽度亦随之改变，即占空比亦在改变。比较器Ⅰ的输出信号的频率等于输入信号频率的两倍，并且与两个输入信号之间的中心频率保持90°相移。对相位比较器Ⅰ，它要求Ui、Uo的占空比均为50％（即方波），这样才能使锁定范围为最大。相位比较器Ⅱ是一个由信号的上升沿控制的数字存储网络。它对输入信号占空比的要求不高，允许输入非对称波形，它具有很宽的捕捉频率范围，而且不会锁定在输入信号的谐波。它提供数字误差信号和锁定信号（相位脉冲）两种输出，当达到锁定时，在相位比较器Ⅱ的两个输入信号之间保持0°相移。

CD4046锁相环采用的是RC型压控振荡器，必须外接电容C1和电阻R1作为充放电元件。当PLL对跟踪的输入信号的频率宽度有要求时还需要外接电阻R2。由于VCO是一个电流控制振荡器，对定时电容C1的充电电流与从9脚输入的控制电压成正比，使VCO的振荡频率亦正比于该控制电压。当VCO控制电压为0时，其输出频率最低；当输入控制电压等于电源电压VDD时，输出频率则线性地增大到最高输出频率。VCO振荡频率的范围由R1、R2和C1决定。由于它的充电和放电都由同一个电容C1完成，故它的输出波形是对称方波。一般规定CD4046的最高频率为1.2MHz（VDD=15V），若VDD<15V，则fmax要降低一些。

CD4046内部还有线性放大器和整形电路，可将14脚输入的100mV左右的微弱输入信号变成方波或脉冲信号送至两相位比较器。源是增益为1的放大器，VCO的输出电压经源至10脚作FM解调用。齐纳二极管可单独使用，其稳压值为5V，若与TTL电路匹配时，可用作辅助电源。

综上所述，CD4046工作原理如下：输入信号Ui从14脚输入后，经放大器A1进行放大、整形后加到鉴相器Ⅰ、Ⅱ的输入端，如图4.7低通滤波器连至2脚，则比较器Ⅰ将从3脚输入的比较信号Uo与输入信号Ui作相位比较，从相位比较器输出的误差电压Uφ则反映出两者的相位差。Uφ经低通滤波后得到一控制电压Ud加至压控振荡器VCO的输入端9脚，调整VCO的振荡频率f2，使f2迅速逼近信号频率f1。VCO的输出又经除法器再进入相位比较器Ⅰ，继续与Ui进行相位比较，最后使得f2＝f1，两者的相位差为一定值，实现了相位锁定。若低通滤波器连至13脚，则相位比较器Ⅱ工作，过程与上述相同。

UiUi1434046A1PD1162VCCPD2461171258VCO+-A213911015 图4.7 CD4046内部原理框图

Fig.4.7 Internal schematic diagram of CD4046

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基于DSP的有源电力滤波器控制系统的研究

图4.8用CD4046与BCD加法计数器CD4040构成的256倍频电路。刚开机时，f2可能不等于f1，假定f2< f1，此时相位比较器Ⅱ输出Uφ为高电平，经滤波后Ud逐渐升高使VCO输出频率f2迅速上升，f2增大值至 f2= f1，如果此时Ui滞后Uo，则相位比较器Ⅱ输出Uφ为低电平。Uφ经滤波后得到的Ud信号开始下降，这就迫使VCO对f2进行微调，最后达到f2/N= f1，并且f2与f1的相位差Δφ=0°，进入锁定状态。如果此后f1又发生变化，锁相环能再次捕获f1，使f2与f1相位锁定。

C2R5输入CD40461234C15678Phase PlusesComp I OutComp InInhibitC1(1)C1(2)VSSVDDZenerSignal InR2 to VssR1 to VssDem OutVco In161514131211109+5123456R478CD4040Q12Q6Q5Q7Q4Q3Q2VSSVDDQ11Q10Q8Q9RCLKQ1161514131211109+5CapVco OutComp II Out

图4.8 锁相倍频电路

Fig.4.8 Circuits of PLL and multiple frequency

图4.8中，连接了CD4040芯片，可以将输入信号倍频输出，共有12个输出端，可以根据需要选择频率放大倍数。锁相电路除可利用锁相环锁定电压初相位复位正弦、余弦表外，其输出信号的上升沿还可作为电流采集的触发信号，故可通过改变定时器的输出，改变整个电路输出信号的频率，从而改变电流采集的采样频率。

前面曾提到把一个周期等时间间隔采样变为等相位采样，工程上常用的方法一般有两种：一种是采用硬件实现的锁相倍频电路，通过该电路产生的倍频后的脉冲作为DSP的外部中断触发信号，快速启动AD转换，实现高速数据采集；另一种是通过软件检测工频信号的频率，然后计算出其周期以及信号的采样点数，在DSP内部采用软件的形式启动AD转换，从而实现数据的采集。前一种方法比较准确、实时性好，后一种一般也可以满足要求，硬件设计简单。

本文中使用后面的方法，简化了电路，只用该电路的输出信号作为电流采集的初始触发信号，后续采样由软件控制，采样频率也由软件控制。因此，本文需要得到的是一个与A相电压信号频率和相位均相同的输出信号，不需要倍频，则可将CD4046的3脚和4脚直接相连，不接CD4040计数器。如图4.9所示，信号由锁相环电路输出后，送给DSP的CAP口，在CAP中断中可实现计算A相电压的周期以及信号的采样点数，在DSP内部采用软件的形式启动AD转换。本文使用鉴相器Ⅰ，相比于鉴相器Ⅱ，它更易于稳定，可是常常会在输入输出之间产生一固定相位差，这个问题可以通过调节低通滤波器减小，也可以在软件中完全修正。 30

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C2R5输入CD0461234C15678Phase PlusesComp I OutComp InInhibitC1(1)C1(2)VSSVDDZenerSignal InR2 to VssR1 to VssDem OutVco In161514131211109+5CapVco OutComp II OutR4

图4.9 锁相环电路 Fig.4.9 PLL circuit

4-2-3 谐波发生电路

本文为了模拟实际电网的谐波状况，采用了制氢柜接电阻负载来产生谐波。其主功率电路部分原理图如图4.10所示。

图4.10 谐波发生电路 Fig.4.10 Harmonic circuit

整流变压器的一次或二次绕组接成三角形，可以使励磁电流的3次谐波或零序分量流通，即在交流侧的三倍次谐波不流入电网。通过理论分析发现，三相桥式整流电路的控制角为零时交流端含有(6k士l}次的这种特征谐波，其中k=1, 2,…，但控制角不同时谐波成分将不同[25]。

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基于DSP的有源电力滤波器控制系统的研究

§4-3主电路

4-3-1主电路类型选择及控制策略

有源电力滤波器的主电路按其直流侧储能元件的不同来分有两种类型，即电流型PWM逆变电路和电压型PWM逆变电路。结构如图4.11和图4.12所示。就其结构而言，两种电路与变频器、SVG等的主电路基本相同，只是因应用场合不同，要求不同，控制方法也不同。APF主电路的作用是产生非正弦电流来补偿非线性负荷产生的谐波电流。电压型PWM逆变器的交流侧输出电压为PWM波，电流型PWM逆变器的交流侧输出电流为PWM波。电流型有源电力滤波器虽具有较高的可靠性，不会由于主电路开关器件的直通而发生短路故障。但直流侧为恒流源始终有电流流过，有较高的损耗并且需要并联体积较大的电感，因此在一般场合下使用较少。电压型PWM变流器在它的直流侧有一个大电容，由于其轻便且特性较好，所以应用较为广泛。

非线性负载电源电源非线性负载LC

图4.11 电流型APF 图4.12 电压型APF Fig.4.11 Current source APF Fig.4.12 Voltage source APF 本文采用的并联电压型APF。

在电压型逆变电路中，直流电源是交流整流后由大电容滤波后形成的电压源。此电压源的交流内阻近似为零，它吸收负载端的谐波无功功率。逆变电路工作时，输出电压是幅值等于输入电压的方波电压。为使电感性负载的无功能量回馈到电源，电压型逆变电路必须在功率开关两端反并联能量回馈二极管。

并联型有源滤波器的控制方式[26]有三种：检测负载侧电流控制方式、检测电源侧电流控制方式和复合控制方式。检测负载侧电流控制方式是一种最基本的控制方式，其指令电流运算电路的输入信号来自负载电流，可以使补偿电流能较好的跟踪指令电流；但是主电路电力电子器件高频通断的过程中，会在开关频率附近产生一些次数很高的谐波成分，加入高通滤波器后容易发生谐振使电源电流发生畸变。这种控制方式下的系统是一个开环系统。

检测电源侧电流控制方式的指令电流来自于补偿后的电源电流，由于检测的信号就是被控制对象，从而构成了闭环控制系统，可以有效的抑制并联谐振。

把上述两种控制方式结合起来，就构成了复合控制方式。复合控制方式需要同时检测负载电流和高通补偿后的电源电流，二者通过一定的传递函数后相加，根据其中的谐波电流求取指令电流。这样，用32

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补偿对象电流信号的作用抑制谐波，用电源电流信号的作用抑制并联谐振，结合了以上两种控制方式的优点，从而具有更好的补偿性能。

补偿电流控制电路的作用是根据补偿电流的指令信号和实际补偿电流之间的相互关系，得出控制补偿电流发生电路中主电路各个器件通断的PWM信号，控制的结果应实时跟随指令信号的变化。为了保证补偿电流具有良好的实时性，电流控制应采用跟踪型PWM控制方式。目前跟踪型PWM控制的方法主要有瞬时值比较方式、三角波比较方式[3]、无差拍控制方式及空间矢量控制等。 1、瞬时值比较方式

图4.13为一相采用滞环比较器的瞬时值比较方式的原理图。在该方式中，把补偿电流的指令信号ic*与实际的补偿电流信号ic进行比较，两者的偏差△ic作为滞环比较器的输入，通过滞环比较器产生控制主电路中开关通断的PWM信号，该PWM信号经驱动电路来控制开关的通断，从而控制补偿电流ic的变化。

ic+−ic*Δic 图4.13 采用滞环比较器的瞬时值比较方式原理图

Fig.4.13 Schematic diagram of hysteresis instantaneous comparing operation

这种控制方式中，滞环比较器的宽度H对补偿电流的跟随性能有较大的影响。当H较大时，开关通断的频率即电力半导体器件的开关频率较低，故对电力半导体器件的要求不高，但是跟随误差较大，补偿电流中高次谐波较大。反之，当H较小时，虽然跟随误差较小，但是开关频率较高。

根据上述原理及分析，将这种控制方式的特点总结如下： (1)硬件电路十分简单；

(2)属于实时控制方式，电流响应很快；

(3)不需要载波，输出电压中不含特定频率的谐波分量； (4)属于闭环控制方式，这是跟踪型PWM控制方式的共同特点；

(5)若滞环的宽度固定，则电流跟随误差范围是固定的，但是电力半导体器件的开关频率是变化的。

在采用滞环比较器的瞬时值比较方式中，滞环的宽度通常是固定的，因此导致主电路中电力半导体器件的开关频率是变化的。尤其是ic变化的范围较大时，一方面，在ic值小的时候，固定的环度可能使补偿电流的相对跟随误差过大；另一方面，在ic值大的时候，固定的环宽又可能使器件的开关频率过高，甚至可能超出器件允许的最高工作频率而导致器件损坏。

针对采用滞环比较器的瞬时值比较方式在环宽固定时的这一缺点，一种解决的方法是将滞环比较器的宽度H设计成可跟随ic的大小而自动调节的；另一种方法是采用定时控制的瞬时值比较方式，用一个由时钟定时控制的比较器代替滞环比较器，每个时钟周期对△ic判断一次，使得PWM信号至少需要一个时钟周期才会变化一次，这样时钟信号的频率就限定了器件的最高工作频率，从而可以避免器件开关频率过高的情况发生。

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基于DSP的有源电力滤波器控制系统的研究

该方式的不足是，补偿电流的跟随误差是固定不变的，从波形上看，就是毛刺忽大忽小。其原理如图4.14所示。

ic+−ic*Δic 图4.14 定时控制的瞬时值比较方式原理图

Fig.4.14 Schematic diagram of time-controlled instantaneous comparing operation

2、三角波比较方式

三角波调制方式的原理图如图4.15所示。这种方式与其他用三角波作为载波的PWM控制方式不同，它不直接将指令信号ic*和三角波比较，而是将ic*和ic的偏差△ic经放大器A之后再与三角波比较。放大器A往往采用比例放大器或比例积分放大器。这样组成的一个控制系统是基于把△ic控制为最小来进行设计的。

这种方式具有如下特点： （1）硬件较为复杂； （2）跟随误差较大；

（3）输出电压中所含谐波较少，但是含有与三角载波相同频率的谐波； （4）放大器的增益有限；

（5）器件的开关频率固定，且等于三角载波的频率，这要优于滞环比较器的瞬时值比较方式； （6）电流响应比瞬时值比较方式的慢。

由以上介绍可见，瞬时值比较方式与三角波比较方式各有优缺点，实际应用时可根据系统要求进行选择。

ic+−ic*Δic+− 图4.15 三角波比较方式原理图

Fig.4.15 Illustrative diagram of triangular wave comparator method

3、无差拍控制方式

无差拍控制是一种在电流滞环比较控制技术基础上发展起来的全数字化控制技术。该方法利用前一34

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时刻的补偿电流参考值和实际值，计算出下一时刻的电流参考值及各种开关状态下逆变器的电流输出值，选择某种开关模式作为下一时刻的开关状态，从而达到电流误差等于零的目标。该方法的优点是能够快速响应电流的突然变化。缺点是计算量大，而且对系统参数依赖性较大。 4、空间矢量控制

SVPWM（空间矢量脉宽调制）是基于磁链轨迹控制思想发展起来的，具有直流母线电压利用率高，输出电压基波分量大，平衡度好，输出电流谐波小等优点，而且易于数字化实现，主要用于交流电机控制，动态性不如前边的方法。

以上方法中，三角波控制方式和滞环比较控制方式是目前APF中普遍采用的方法，可通过多重化技术、自适应滞环带宽等改进措施来克服其固有的缺陷，提高其使用效率。本文采用定时控制的瞬时值比较方式。

图4.16 并联型有源滤波器系统仿真模型 Fig.4.16 Model of shunt active filter system

如图4.16所示为三相有源电力滤波器的仿真模型。在仿真中，滤波器放在了整流变压器（380V/60V）的低压侧，整流变压器的输入为三相工频交流电源线电压380V，内阻 Rs=0.6Ω，电感 Ls=0.5mH，选取了变压器低压侧A相电压的0°角作为晶闸管的触发角，三相晶闸管整流桥电路的阻性负载为R=20Ω。其检测算法采用的是ip-iq运算方式，与 A相电压同相位的正弦、余弦信号可直接采用锁相环（PLL）来产生，低通滤波器选择二阶的 Butterworth 滤波器截止频率为45Hz；其电流跟踪控制电路采用定时控制的瞬时比较方式，控制频率为12.8kHz，它既是采样频率也是功率元件的开关频率。变流器采用六

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个IGBT的全桥逆变，每个IGBT反并联了续流二极管，当IGBT关断时用来释放电感储存的能量。为简化设计，其直流侧采用直流电压源供电，电压为150V，滤波电感为6mH。

图4.17 并联型有源滤波器系统仿真结果

Fig.4.17 The simulation results of shunt active filter system Selected signal: 5 cycles50-500.020.040.06Time (s)0.080.1Fundamental (50Hz) = 4.45 , THD= 26.%Mag (% of Fundamental)201510500510Harmonic order1520

图4.18 负载电流及其频谱分析 Fig.4.18 Load current and its spectrum analysis

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河北工业大学硕士学位论文 图4.17为仿真结果，图中自上而下依次为A相负载电流、指令电流、补偿电流和电源电流，其横、纵坐标均分别为时间（s）、电流（A）。从图中可以看到，其谐波检测的结果和前边的第三章的仿真结果的波形是相似的，指令电流和实际补偿电流大体一致，实际补偿电流的毛刺稍多一些，补偿后的电源电流在一个周期后变成了比较完好的正弦波。 图4.18对仿真检测到的A相负载电流进行了频谱分析，出于对低通滤波器的计算时间的延迟以及电路达到稳定的时间上的考虑，对频谱分析的时间设定为从0.02s开始，周期数目设定为4。可以看到五次、七次、十一次谐波都很明显，其总谐波失真比较大，总谐波失真THD=26.%。 Selected signal: 5 cycles1050-5-1000.020.040.06Time (s)0.080.1Fundamental (50Hz) = 4.836 , THD= 3.56%Mag (% of Fundamental)21.510.500510Harmonic order1520

图4.19 电源电流及其频谱分析

Fig.4.19 Power current and its spectrum analysis

图4.19对补偿后的A相电源电流进行了频谱分析，对频谱分析的时间也设定为从0.02s开始，周期数目设定为4，可以看出谐波的幅值明显大幅下降，其总谐波失真比较小，THD=3.56%。

综合这两个结果，采用基于ip-iq检测算法、定时控制的瞬时比较方式的PWM控制策略的有源电力滤波器可有效的降低THD，总谐波失真下降为原来1/8左右，其对谐波抑制的效果是非常明显的。 4-3-2 功率器件选择

本文的有源电力滤波器（30KVA）选择IGBT作为主电路开关器件，其参数设计主要是器件的电压等级、电流等级及开关频率的选择。器件电压的选择决定于APF直流母线电压Udc；器件的电流决定于APF最大补偿电流值Icmax；器件的工作频率由实际补偿对象和具体补偿要求来确定。

APF的容量SA由下式确定[3]：

37

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SA=3EIC (4.1)

上式中有两个问题需要注意：第一，APF的容量与补偿电流IC的大小有关，因而与补偿对象的容量及补偿的目的有关；第二，主电路中器件的耐压由直流侧电压UC决定，而UC与E的关系由设计决定，没有唯一的对应关系。

当APF只补偿谐波时有IC=ILh，注意到补偿对象为三相桥式全控整流器，其ILh≈25%IL，故此时APF的容量SA约为补偿对象容量的25%。

若APF在补偿谐波的同时还补偿无功功率，则有

IC=

I2Lh+I2Lfq (4.2)

APF的容量SA与补偿对象负载的容量SL的比值为

SAIC

==SLIL

ILfq2I2Lh+I2LfqI

) =(Lh)2+(1−

ILILIL

=0.252+(1−cosαmax)2 (4.3)

可见，当APF同时补偿谐波和无功时，要求的容量比只补偿谐波时大，并且与三相桥整流器的最大触发延迟角αmax有关。

直流侧电压由以下公式决定：

UC≥3Em (4.4)

将不取超过本文的30kVA并联型有源电力滤波器的直流母线电压UdC由于兼顾跟随性和补偿效果，

3Em，其最大补偿电流值为50A，PWM控制方法的最高控制频率为12.8kHz。故本文选择EUPEC公司

的半桥型IGBT模块BSM150GB120DN2，自身集成了快速续流二极管，其电压等级为1200V，80℃时最大通态电流为150A，其工作频率可达15kHz，可以看出，选择此型号的IGBT模块既能满足本文中30kVA并联型有源电力滤波器的设计要求，又留有足够的裕度。 4-3-3 功率器件的保护和驱动

本文此部分主要设计了三部分电路：缓冲电路、驱动电路和隔离电路。

IGBT 以其控制方便、开关速度快、工作频率高、安全工作区大等优点在大功率开关电源、逆变器等装置中得到了非常广泛的应用。但是，IGBT的开关频率高会引起动态损耗较大，而且大电流关断过程中IGBT 上会出现危险的尖峰电压，从而可能造成功率管的损坏。为保证IGBT 安全工作，缓冲电路是开关器件安全运行的重要环节，利用它可以减小开关器件在开关过程中产生的过电压、过电流，确保开关器件安全可靠运行，所以逆变器上必须安装缓冲电路[27]。

缓冲电路的主要作用是用来控制IGBT等功率器件的关断浪涌电压和续流二极管恢复浪涌电压, 减少开关损耗。应该指出, 缓冲电路之所以可以减小功率器件的开关损耗, 是因为将开关损耗从器件本身转移至缓冲器上, 目的是使功率器件内部损耗减少, 保证安全工作, 但总的开关损耗并未减少。

缓冲电路的结构形式较多，分为无源和有源两种方式，无源方式以其结构简单和可靠性较高而被广泛的应用。常用无源缓冲电路主要有4 种类型如图4.20所示：a、b结构简单、成本低，但抑制尖峰电压能力不强，主要用于中小功率逆变电路中；c、d能有效抑制高的尖峰电压，但结构复杂、成本高，由于d型的功耗大，不宜用于高频的逆变电路。 38

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abcd

图4.20 常用IGBT缓冲电路结构图 Fig.4.20 Common snubber circuits for IGBT

对本文APF的容量而言，采用结构简单、成本低的单电容缓冲电路a已可以满足安全运行要求，本文无感电容选用EPCOS公司的无感电容MKP_B32656S，容量1.0uF、耐压1250V。

IGBT驱动电路的基本要求，IGBT 栅极驱动电路应具备如下基本功能[28]： ①提供足够的栅极电压来开通IGBT 并在开通期间保持这个电压。

②在最初开通阶段, 提供足够的栅极驱动电流来减少开通损耗和保证IGBT 的开通速度。 ③在关断期间, 提供一个反向偏置电压来提高IGBT 抗暂态dv/dt的能力和抗EMI噪声的能力并减少关断损耗。

④在IGBT 功率电路和控制电路之间提供电气隔离。

⑤在短路故障发生时, 驱动电路会通过合理的栅极电压动作进行IGBT 保护, 并发出故障信号到控制系统。

目前生产IGBT 的几个主要厂家都开发了与之配套的驱动模块电路。如富士的EXB 系列、东芝的TK系列、莫托罗拉的MPD 系列和惠普HCPL 系列等。这类模块均具备过流软关断、高速光耦隔离、欠压锁定和故障信号输出的功能。应用这类模块可提高产品的可靠性能[29]。图4.21为EX840/B841驱动模块电路[30]。

overcurrentEXB840/841NCNCNCNCin+15R1capacitor+20v1011C3C4Cbb14+20V1234567in-0vGCEDR2C2+15VCGC1Edrive inputovercurrent

图4.21 EX840/B841驱动模块电路 Fig.4.21 Circuit of EX840/B841 drive module

瑞士CONCEPT 公司推出的2SD106A 是一种集成度很高的驱动模块，内部包含两路IGBT 驱动电路，它具有安全性、智能性与易用性的特点。驱动模块使用单一的15V电源产生+15V和-15V电压，用

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基于DSP的有源电力滤波器控制系统的研究

于驱动外部IGBT，采用变压器耦合隔离，工作频率可高于100kHz，输入输出间交流耐压可达4000V[31]。图4.22为2SD106A驱动模块电路。经实际使用比较其性能明显优于图4.21驱动电路，故本文在最终驱动30kVA的APF时使用此种驱动。

VccVccP621Header 2ResetR2R3R112SO1SO2345INAINB678Vcc910R4Res211Q1Vcc12CONCEPT2SD106AVDDGNDSO1VLRC1inAinBRC2MODSO2GND(dc)VDCU1C2Rth2E2G217161514Rth2R5Res2D8E2RG2C1Rth1E1G123222120D3D4C2G2D7Rth1D6E1R6RG1VccVccD94001D1D2C1G1D5

图4.22 2SD106A驱动模块电路 Fig.4.22 Circuit of 2SD106A drive module

VccR2C2C1INA6N136U1VDDPWM1R1

图4.23 光耦隔离原理图

Fig.4.23 The schematic diagram of optical-coupling isolation

隔离电路也是必不可少的一部份，当实验中功率电路出现烧毁时，就有可能对控制电路造成损坏，但是如果有隔离电路就可以有效保护控制电路，同时也能抑制高压电路对控制电路的干扰。图4.21中40

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模块自带光耦隔离，可不必再做隔离电路。图4.22中为变压器耦合隔离，为有效保护，本文在其与控制电路间又加入了由高速光耦6N136构成的光耦隔离电路。其原理图如图4.23所示。 4-3-4 直流侧电容的选择

直流侧电容的选择应满足耐压和容量两方面的要求。为了保证APF能够正常工作，直流母线电压应该保持恒定。但直流侧电容电压常因以下三种原因而出现变动[32]：1、当滤波器支路电流中含有和交流电源谐波电流同样次数的谐波电流时，有源电力滤波器将从电网吸收或释放有功功率。2、逆变电路的开关损耗会导致直流侧电压降低。3、有源电力滤波器和电网之间的无功功率交换也会引起直流侧电容电压的波动。其中尤其以无功电流造成的能量脉动所引起的直流母线电压波动最为明显。所以有源电力滤波器在实际运行时，很难将主电路直流母线电压控制在某一恒定值，直流母线电压随补偿电流和逆变器工作模式的变化而改变，在允许的给定范围内波动。

为了减小直流母线电压的波动，直流母线电容必须满足一定的容量要求。当直流母线电压一定时，电容值越小，则直流母线电压波动越大，影响有源电力滤波器的补偿效果；电容值越大，则直流母线电压波动越小，但是电容体积和造价都会增加，因此，需要综合考虑。

设直流母线电压Udc的最大允许波动电压为ΔUdcmax，定义电压波动率为

λ=ΔUdcmax (4.5)

Udc

T为直流母线电压控制周期，假设有源电力滤波器的补偿容量为Sc，则可得[33]：

Cmin=

ScT (4.6)

2

λ(1+λ)Udc

考虑充足的余量及以后可能扩展的需要，本文选择了EPCOS公司的电解电容B43310，容量6800uF、耐压450V，九个电容三串三并可组成电容组（6800uF/1350V）。其两端电压，可由电压传感器送给DSP，通过改变PWM输出，从而控制其电压。同时，电容还要外接有冲、放电电路。 4-3-5交流侧滤波电感的选择

如果电感值取值过大的话，有源电力滤波器的补偿电流将跟不上指令电流的变化，而如果电感值取值过小，则又会使补偿电流的纹波过大，从而影响到有源电力滤波器的补偿效果。交流侧电感的值一般可由以下经验公式来确定[12]：

L=

4Uc9η (4.7)

η的取值可由下式确定：

η=λicmax (4-8)

tc

*

式中icmax为补偿电流指令信号的最大值。

系数λ可通过仿真的方法获得。仿真结果表明，λ取0.3~0.4时，补偿效果最佳。在实际确定电感值L时，还必须结合实际情况进行选取和调整。

*

41

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§4-4小结

30kVA并联型APF实验系统的结构如图4.24所示。

整流柜iSiLiccicbicaUdciccicbicaiLaiLbiLcA/D采集LaLbLc逆变电路UaCAP捕捉TMS320F2812光耦隔离PWM驱动驱动信号

图4.24 APF实验系统结构图

Fig.4.24 The structure diagram of APF experimental system

本文设计并实际制作了30kVA并联型有源电力滤波器的所有软、硬件，完成了谐波检测的实际工作，在完成前面所有工作后，由于补偿并网的难度较大，实际情况非常复杂，直接实验可能会烧毁功率器件，损失较大，所以虽然制作好了30kVA并联型有源电力滤波器的所有硬件，但是没有直接进行补偿并网调试。而是先在小电流（负载电流有效值为几个安培左右）的条件下，在整流变压器的低压侧进行低压小电流的试验。在此试验中，检测部分不变，只是负载减小了。补偿部分：选用的是INFINEON公司的IKW75N60T的单管IGBT作为主电路开关器件，其电压等级为600V，100℃时最大通态电流为

75A，内部集成了续流二极管；缓冲电路中，无感电容选用低电感的聚丙烯无极性电容，容量为0.47uF/630V；驱动电路，选择图4.21方式；直流侧选用单相交流电经自耦调压器调压，隔离变压器隔离，再经整流后送给直流侧电容供电；直流侧电容没有使用前边的三串三并结构，只用了两串两并，完全可以满足使用要求；交流侧电感选择6mH的空心线圈。

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第五章 有源电力滤波器控制系统的软件设计

本论文采用DSP芯片TMS320F2812作为有源电力滤波器的核心处理单元，完成了信号的A/D采集、D/A输出、指令电流的计算、低通滤波、频率的跟踪、PWM波形的生成等操作。

§5-1开发环境CCS

TI公司的开发软件CCS(Code Composer Studio)是一种针对标准TMS320调试接口的Windows下的集成开发环境IDE(Integrated Development Environment)，也是目前最优秀、最流行的DSP开发软件之一[34]。CCS集成的源代码编辑环境，使程序的调试与修改很为方便；集成的代码生成工具，使开发人员不必在DOS下键入大量的命令与参数；集成的调试工具，使调试程序一目了然，大量的观察窗口使程序调试和修改得心应手。本文使用的DSP系统集成和调试工具是TI为TMS320系统提供的，包括调试接口、软件仿真器、试验板和硬件仿真器。硬件仿真器采用合众达公司生产的SEED_XDS510，代码编辑器使用软件CCS2.20，试验板是SEED-DEC2812。强大的集成开发环境－CCS（Code Composer

Studio )，包括了几乎所有的代码生成工具。CCS具有实时、多任务、可视化的软件开发特点，使用CCS提供的工具，开发者可以非常方便地对DSP软件进行设计、编码、编译、调试、跟踪和实时性分析，开发流程如图5.1所示[35]。

编辑、编译和链接生成代码调试、语法检查和断点设置实时观察、分析、统计和跟踪设计方案 图5.1 CCS的开发流程

Fig.5.1 Develop flowchart of CCS

CCS2.0主要包括以下特性：

1、完全集成的开发环境，CCS2.0将TI公司的汇编器、链接器和调试器等都集成到它的开发环境中，用户可以从菜单栏中选择TI公司的各种工具，且可直接观察到流水线输出到窗口的编译结果。

2、支持编译和调试的后台编辑，用户在编译和调试程序时，不必退出系统而回到DOS系统中，CCS2.0会自动将这些工具交互式地装载到它的环境中。

3、对C语言源文件和DSP汇编语言文件的目标管理编辑器能跟踪所有文件及其相关内容，这样，编译器只对最近一次编译中改变过的文件进行编译，节省了编译时间。

4、图形分析功能，具有强大的图形分析功能。

5、有状态观察窗口，CCS2.0的可视窗口允许用户直接进入C表达式及相关变量，结构、数组和指针等都能很简单地进行增加和减少，以便进入复杂结构。

要使系统正常的工作，运行CCS之前必须进行相关的配置[36]，主要有两个方面：一是与并口仿真

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系统相关的系统配置，运行仿真软件之前必须保证并口仿真系统相关配置与计算机一致；二是要进行仿真器驱动程序设置，主要有板卡名称、板卡属性、处理器配置。

§5-2 程序设计

5-2-1 软件系统构成[37]

系统程序主要包括主程序、中断服务子程序。主程序主要是初始化程序，包括：系统的初始化、参数的初始化、芯片外围电路的初始化、事件管理器的初始化和中断初始化等。中断服务程序是有源滤波器软件系统的核心部分，它包括以下环节：A/D电流采样单元中断、CAP捕获单元中断、启停信号中断。如图5.2所示：

电压过零信号启停信号启动/停止中断捕获中断主程序电流采样电流采样中断谐波分析与D/A、PWM输出D/APWM 图5.2 软件系统

Fig.5.2 Software system

启停信号中断用于控制实验系统工作与停止。

捕获单元的任务是：响应电压过零检测电路发出的中断信号，得出电网电量的基波频率，调整定时器的定时值以跟踪电网频率的变化，同时实现采样频率的设定，发出外部A/D中断，复位正余弦表。

A/D电流采样单元的任务是：响应DSP芯片的ADC环节中断，从电网采样得到电流数值和补偿电路电流数值，分析、计算谐波，然后根据指令电流信号，发出控制变流器通断的开关信号，同时D/A输出指令电流信号和实际补偿电流信号。 44

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5-2-2 程序流程[38]

软件程序采用模块化、结构化的设计思想，主要考虑移植、修改方便，功能模块很容易实现程序的扩展。DSP芯片上电后首先进入引导程序并开始系统的复位、自检、初始化等。然后判断有无外部启动信号，没有启动信号时循环等待，有启动信号时进入主程序在主程序中循环等待。然后由经过了过零检测电路和锁相电路的A相电网电压信号启动电流采集，一旦系统捕捉到此信号的上升沿，即启动电流信号采集，并复位计数器，以实现电网电压相位和频率的跟踪，用以产生与电网电压信号同相位的正弦、余弦信号。采集到电流信号后，程序进入信号处理阶段，进行相关矩阵变换运算、低通滤波的计算和矩阵的反变换运算等，分别解出电流基波信号、谐波信号并设置PWM输出。一次信号处理结束后，触发下一次的电流信号采集，再进行信号处理，如此往复。系统主程序流程图如图5.3所示。

开始系统初始化N启动信号？YN触发信号？Y复位定时器N信号采集算法处理停止信号？Y结束 图5.3 主程序流程图

Fig.5.3 Flowchart of main program

启动中断、捕获中断、定时器中断和A/D中断的中断服务程序ISR（Interrupt Service Routine）流程图分别如图5.4、图5.5、图5.6和图5.7所示。

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启动信号中断进入CAP中断禁止中断开启EV中断、捕获中断、PDPINTA使能捕获单元读取捕获寄存器的值并计算电网频率启动定时器2设置周期寄存器的值开放中断开放PWM 图5.4 启动中断服务程序流程图 图5.5 捕获中断服务程序 Fig.5.4 Flowchart of starting ISR Fig.5.4 Flowchart of capture ISR

进入A/D中断禁止中断等待捕获中断中断返回读取ADC寄存器的值利用谐波检测算法计算出谐波利用瞬时值比较方式计算PWM脉冲，并通过相关寄存器输出开放中断

图5.6 定时器中断服务程序 图5.7 A/D中断服务程序 Fig.5.6 Flowchart of timer ISR Fig.5.7 Flowchart of A/D ISR

中断返回 程序的编写中比较重要的是谐波检测算法中的数字低通滤波器的设计。数字滤波器(digital filter)是由数字乘法器、加法器和延时单元组成的一种装置。其功能是对输入离散信号的数字代码进行运算处理，以达到改变信号频谱的目的。由于电子计算机技术和大规模集成电路的发展，数字滤波器已可用计算机软件实现，也可用大规模集成数字硬件电路实时实现。数字滤波器广泛用于数字信号处理中。 46

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数字滤波器是一个离散时间系统（按预定的算法，将输入离散时间信号转换为所要求的输出离散时间信号的特定功能装置）。应用数字滤波器处理模拟信号时，首先须对输入模拟信号进行限带、抽样和模数转换。数字滤波器输入信号的抽样率应大于被处理信号带宽的两倍，其频率响应具有以抽样频率为间隔的周期重复特性，且以折叠频率即0.5倍抽样频率点呈镜像对称。为得到模拟信号，数字滤波器处理的输出数字信号须经数模转换、平滑。数字滤波器具有高精度、高可靠性、可程控改变特性或复用、便于集成等优点。

数字滤波器是采用软件技术（算法)对采样信号进行处理，达到硬件滤波器相同效果的方法。由于数字滤波器是采用软件实现的，因此，与硬件滤波器相比数字滤波器具有明显的优点，如设计灵活，适应性强，无论低频信号的频率有多低，都能达到很好的滤波效果，而又可以减少硬件投入，避免引入滤波器带来的干扰和噪声，提高可靠性和稳定性。但数字滤波器也存在固有的缺点，当采样频率达不到采样定理的要求时，采样信号中存在高频信号的混叠现象，即使采样频率满足采样定理的要求，但由于采样时间需要，采样点数太多不仅消耗大量DSP处理时间，还会占用较多的存储器内存。因此，数字滤波器的设计必须简单、可靠。

当截止频率选择得不太高时，由于Butterworth低通滤波器的频率特性在零点处最好，其检测精度己经能满足要求。因此，采用Butterworth低通滤波器的综合效果较好。

从提高检测精度出发，希望滤波器的截止频率选择得越低越好，但这样会引起延时加大，使动态响应过程变慢。低通滤波器的任务是滤除交流分量，这些交流分量的频率一般比较高，如在六脉冲晶闸管整流电流中，理想情况下需要滤除的最低频率交流分量是4次谐波，因此，截止频率选择过低，意义并不大。此外，截止频率过低时，若用数字滤波器实现，会使滤波器参数相差倍数过大，从而使计算机运算时的截断误差增大，反而影响了精度。

同样滤波器的阶数越高，检测精度越高，但动态响应速度会越慢。若用数字滤波器实现，会使计算量增加，进一步加大检测延时；若用模拟器件实现，则会增加元件数目。

综合考虑既要有较高的检测精度，同时又要有较快的动态响应，本文选择二阶Butterworth低通滤波器，截止频率为45Hz，但采样频率为12.8kHz时，用MATLAB软件设计可得低通滤波器的传递函数为：

b1+b2z−1+b3z−2

H(z)= −1−2

a1+a2z+a3z

0.000120104+0.000240208z−1+0.000120104z−2

= (5.1)

1−1.96876z−1+0.96924z−2

对应的差分方程为：

y(n)=b1x(n)+b2x(n−1)+b3x(n−2)−a2y(n−1)−a3y(n−2) (5.2)

其幅频特性如图5.8所示。

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图5.8 低通滤波器的频幅响应

Fig.5.8 Magnitude response of low pass filter

利用DSP的开发环境CCS可以在调试过程中设置变量存储程序的运行结果，可以利用CCS的图形处理功能以图形方式显示数据，以随时检验程序的正确性。以下将给出本论文所设计的有源电力滤波器的部分程序运行结果界面图，其中包括：A/D采集的畸变电流、瞬时有功和无功电流的直流分量（仅给出A相），分别如图5.9、图5.10、图5.11所示。

从图形可知所用低通滤波器是满足要求的，其稳定所需时间与初始化的值有关。

图5.9 A相畸变电流

Fig.5.9 Distorted current of phase A

图5.10 瞬时有功电流的直流分量

Fig.5.10 Direct current of instantaneous active current

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图5.11 瞬时无功电流的直流分量

Fig.5.11 Direct current of instantaneous reactive current

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第六章 结论

本论文分析了电网中的谐波问题及其产生的原因，详细讨论了谐波对电力系统的危害，对谐波治理的技术和措施进行了比较分析，对国内外的发展现状作了详细的介绍。阐述了有源电力滤波器的工作原理和谐波检测算法。采用ip-iq检测方法和瞬时值比较算法；进行了有源电力滤波器的系统设计，并进行了仿真实验。

本文主要完成了以下工作：

系统地阐述了有源电力滤波器的工作原理，研究了基于瞬时无功功率理论的p-q谐波电流运算方式和ip-iq谐波电流运算方式。

借助MATLAB仿真软件构建了谐波检测模型，对p-q和ip-iq谐波电流运算方式进行了算法的模型仿真。

利用现有的谐波检测模块，构建了APF模型，进行了仿真研究，通过对补偿前后的波形和频谱分析的对比，证明了定时控制的瞬时值比较方式的PWM控制方式的有效性；

进行了APF的软件和硬件的设计。

进行了APF的实验研究，实验结果见附录，其结果证明了课题研究的正确性。

由于时间所限，本文只完成了以上研究工作。展望以后的工作主要为以下部分：APF的实际并网、较大功率APF实际运行研究、主电路的改进等工作。

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附录A 检测系统

a、检测系统

b、负载电阻

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附录B 检测结果

对称负载电路，分别在触发角为0o、30o、60o、90o时的检测结果，各图中的四个波形自上而下分别是：A相畸变电流，A相电压，A相基波电流，A相谐波电流

a、0o时检测结果

b、30o时检测结果

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c、60o时检测结果

d、90o时检测结果

对称负载电路，当负载突然增大时，分别在触发角为0o、30o、60o、90o时检测结果，各图中的四个波形自上而下分别是：A相畸变电流，A相电压，A相基波电流，A相谐波电流。

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基于DSP的有源电力滤波器控制系统的研究

f、0o时检测结果

g、30o时检测结果

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h、60o时检测结果

i、90o时检测结果

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基于DSP的有源电力滤波器控制系统的研究

附录C APF实验系统

a、在整流变压器低压侧补偿的实验系统

b、实验结果（曲线1为A相指令电流，曲线2为A相补偿电流）

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c、补偿后的A相源边电流

d、30kVA APF的逆变电路

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e、30kVA APF的一个半桥的驱动电路

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致 谢

本文的研究工作是在导师王景芹教授的悉心指导下完成的。在我攻读硕士学位期间，王老师给了我极大的帮助、支持和鼓励。王老师渊博的学识，严谨的治学态度使我终身受益。我今天所取得的每一点进步都凝聚了恩师的心血。在此，谨向我的导师王景芹教授表示由衷的感谢！

非常感谢孙孝瑞教授、崔玉龙副教授给予的悉心指导和帮助，特别感谢孙曙光老师对我的悉心指导、关心和照顾，孙老师一丝不苟的科研态度，踏踏实实的工作作风使我受益匪浅。

感谢河北工业大学电器研究所所有老师对我的支持与帮助。 感谢在我攻读硕士期间，给予我关心和帮助的老师、同学和朋友。 最后，衷心地感谢各位专家在百忙中评阅本论文，并提出宝贵意见！

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攻读学位期间所取得的科研成果

1. 孙曙光，王景芹，师顺泉. 单相电路谐波及无功电流实时检测的研究. 电测与仪表. 2008, No.1 2. Shu-guang SUN，Jing-qin WANG，Shun-quan SHI. Study of two Detection methods For Harmonics and Reactive Currents. ICMLC2008 (EI收录)

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